CN1516379A - 移动终端，基站以及它们的同步控制方法 - Google Patents

Abstract

移动通信系统中即使在多径环境下也可稳定地保持同步。延迟分布测定电路102在每一处理单位n从反扩散信号计算延迟分布a(n)。延迟分布平均电路103把a(n)进行时间平均计算出Ave(|a(n)|²)。数据符号解调电路104使用a(n)以及Ave(|a(n)|²)把被反扩散了的信号进行分离合成。代表路径时间运算电路105从a(n)以及Ave(|a(n)|²)计算代表延迟波的代表值。环路滤波器106生成控制信号。时钟控制电路107控制扩散码发生器108。

Description

移动终端，基站以及它们的同步控制方法

本发明涉及移动通信系统，特别是涉及接收器、移动终端、基站以及它们的同步控制方法。

CDMA(Code Division Multiple Access：码分多址连接)方式作为通过把多个通信信道使用扩频码进行复用以及多元化使得频率利用效率飞速提高的方式正在引起人们的注意。在CDMA中，在发送一侧，把树端信道、共同控制信道、个别控制信道、个别通话信道等通信中所需要的信道分别使用不同的扩散码实施扩频调制，复用后进行发送，在接收一侧，用与发送一侧相同的扩散码进行反扩散，从被复用了的信号中解调所希望的信道。这样被扩频调制了的信号如果在发射一侧以及接收一侧的双方不使用相同的码相位则不能够解调相同的扩散码。因此，接收一侧的扩散码的同步确立以及同步保持在实现CDMA方面处于最重要技术之一的位置。这里所谓同步确立指的是进行在发射一侧所使用的扩散码的码相位的检测，所谓同步保持指的是维持确立了的码相位。

移动终端首先在同步确立的过程中，进行处于周围的基站发送的树端信道的检索。该树端信道是把基站使用的扩散码的信息和功率控制所需要的信息传送到移动终端的，所有的基站几乎长时间地进行发送的信道。具体的检索方法示于文献「 樋口健一，佐和桥卫，安达文幸，“使用DS-CDMA基站非同步蜂窝中的长掩码的高速小区搜索法”电子信息通信学会技术研究报告RCS96-122，pp.57-63，1997-01」中。

而作为重视同步确立和同步维持的理由，可以举出其实现方面的困难性。困难性的主要原因如下。在实际的传播路径中，由于发生与传播路径长度成比例的传播延迟，因此在接收一侧使用的扩散码的码相位必须在发送一侧的码相位上加入与传播延迟相应的相位移。进而，电波在各处被反射的同时通过各种路径到达，因此将发生多个延迟波。这种现象一般称为多径，多径由于在接收一侧带来了具有不同相位的多个接收信号成分，因此难以进行同步确立以及维持。

在CDMA通信系统中，作为多径对策之一，使用分离(RAKE)接收技术。分离接收是把多个延迟波以对应于各个延时时间的码相位分别进行解调，通过把其解调结果进行合成，获得分集效果以及合成增益。为了进行分离接收，对于多个相位的接收信号成分必须同时进行反扩散。作为实现这一点的以往技术，有在特开平9-321664号「基于时间窗控制环的RAKE方式扩频接收装置」中记载的匹配滤波器的发明。在该发明中，使用以一定的相位间隔偏移的多个扩散码同时进行多个反扩散。另外，在该匹配滤波器中，从预先确定的码相位开始在预定的相位范围内进行反扩散。以后，把对于上述预定相位范围的时间宽度称为匹配滤波器的时间窗。

第14图示出作为关联技术的扩频接收装置的结构图。如果依据关联技术，则把对于由RF接收单元908接收的接收信号，用匹配滤波器903以及904检测出的与多个码相位相对应的反扩散结果输入到包络线检波器906以及延迟检波器905中。包络线检波器906的输出在最大比合成控制单元907中判定上述多个反扩散结果的强度，通过根据判定的接收强度在RAKE合成单元910中合成由延迟检波器905检波了的信号，实现RAKE接收。另一方面，从包络线检波器906的输出结果，用时间窗控制单元908以及同步保持单元909控制匹配滤波器903以及904的时间窗位置，使得包络线的最大峰值位置与匹配滤波器903以及904的时间窗中心位置一致。数据再生单元911从RAKE合成单元910的输出再生数据。

在关联技术中，存在着多个延迟波，在对应各个延迟波发生了多个相关值的情况下，使得与其中具有最大相关值的延迟波同步。因此，在关联技术中，只有在多个延迟波中具有支配性强度的延迟波稳定存在的条件下可以期待适宜的同步保持。然而，现实中在城市环境等下，存在多个延迟波，而且，大多数情况下各个延迟波的强度方面不存在决定性的差别。另外，有时由于终端的移动发生衰落，各延迟波的强度急剧变动。因此，具有最大相关值的延迟波频繁地发生变化。因而在关联技术中，难以特定用于同步保持的适宜的码相位。

另外，在这样的环境中，接收功率分散在各延迟波中，每一个延迟波的功率减小。在假如选择某一个延迟波(路径)用于同步保持时，仅能够把全部接收功率中的一部分接收功率使用在同步保持中，不能够得到充分的稳定性。

本发明是鉴于以上的问题点而产生的，特别是目的在于提供CDMA移动通信系统中使用的，失步少而且能够进行稳定接收的同步控制方法、接收器、基站以及移动终端。

另外，本发明的目的在于在城市环境这样存在多径的环境中也稳定地进行同步保持，降低通话过程中的呼叫切断几率。另外，本发明的目的还在于在同步的初始引入中高速地进行引入，在引入结束以后减少由噪声产生的抖动进行保持，使同步保持稳定。而且，本发明的目的还在于缩短从终端的电源投入到能够进行通话的时间，并且降低由于相位抖动引起的通话品质的恶化。

在本发明中，为了解决上述的课题，并不是把匹配滤波器的时间窗位置与单独的路径相吻合，而是进行控制使得对应于检测出的有效相关值的多个路径的码相位以及从各个相关值获得的代表多个路径的扩散码相位的代表值与匹配滤波器的时间窗中心相吻合。作为代表值，例如可以使用路径的功率重心等。

如果依据本发明的第1解决方法，则提供同步控制方法，该同步控制方法进行控制使得根据被扩频了的接收信号与输入的扩散码的相关性，求把多个码相位的每一个的各相关值作为成分的延迟分布，对于被反扩散了的信号，根据所求出的延迟分布进行分离合成，输出被解调了的信号，使用求出的延迟分布中多个相关值以及相对应的码相位，计算代表多个路径的扩散码相位的代表值，根据计算出的代表值，保持输入的接收信号与扩散码的同步。

如果依据本发明的第2解决方法，则提供接收机，该接收机具有根据被扩频了的接收信号与输入的扩散码的相关性，输出被反扩散了的信号的输入单元；对于来自上述输入单元的被反扩散了的信号，输出延迟分布的延迟分布测定单元；对于来自上述输入单元的被反扩散了的信号，根据从上述分布测定单元输出的延迟分布进行分离合成，输出被解调了的信号的数据符号解调单元；根据从上述分布测定单元输出的延迟分布使用多个相关值以及对应的码相位，计算代表多个路径的扩散码相位的代表值的代表值运算单元；用于根据来自上述代表值运算单元的代表值进行控制使得保持输入到上述输入单元的接收信号与扩散码的同步的时钟控制单元。

进而，如果依据本发明的第3解决方法，则提供具有上述接收机的基站以及移动终端。

第1图是适用本发明的CDMA移动通信系统的结构图。

第2图是基站的结构图。

第3图是移动终端的结构图。

第4图是本发明的接收模块(接收机)的结构图。

第5图是匹配滤波器101的结构图。

第6图是分布测定单元102的结构图。

第7图是接收信号的格式结构图。

第8图是延迟分布的说明图。

第9图是数据符号解调单元104的结构图。

第10图是代表值运算单元105的结构图。

第11图是环路滤波器106以及时钟控制单元107的结构图。

第12图是对于环路滤波器系数的控制的说明图。

第13图是代表值运算单元105的其它结构图。

第14图是现有技术中的扩频接收装置的结构图。

用于实施发明的最佳形态

第1图示出使用了本发明的CDMA移动通信系统的结构图。这里，在每一个一定的服务区内配置基站1以及2，服务区内的移动终端3～5在附近的基站1或者2之间进行扩频信号的收发。基站1以及2连接到基站控制台6上。另外，该基站控制台6连接到固定网7等中。固定网7进而连接到其它的固定网、移动网等中。由此，服务区内的移动终端能够与处于相同基站下的移动终端、处于其它基站下的移动终端以及连接到固定网等上的终端等的各终端进行通话。

第2图是示出基站的结构图。基站具有天线10，无线单元11，多路发射器12，多路接收器13，站间接口14以及基站控制台15。与移动终端之间收发的电波经过天线10以及无线单元11等进行与基带收发信号的相互变换。多路发射器12进行多个信道的基带发送信号的调制，另一方面，多路接收器13进行多个信道的基带接收信号的解调。站间接口14与基站控制台之间传送多路发射器12要发射的信号、多路接收器13解调了的信号以及各种控制信号。基站控制台15对于基站的各部分进行控制。

第3图中示出移动终端的结构图。移动终端具有天线20，无线单元21，发射器22，接收器23，语音编码译码器24，受话器25，送话器26以及终端控制单元27。与其它基站之间收发的电波经过天线20以及无线单元21等进行与基带收发信号之间的相互变换。

发射器22进行基带发送信号的调制，另一方面，接收器23进行基带接收信号的解调。语音编码译码器24把来自送话器26的语音信号编码，输出为要发送到发射器22的信号，而且，把接收器23解调了的信号进行译码，输出到受话器25。终端控制单元27对于移动终端的各部分进行控制。

第4图中示出本发明的接收模块(接收机)的结构图。

接收模块具有匹配滤波器(输入单元)101，延迟分布测定单元102，延迟分布平均单元103，数据符号解调单元104，代表路径时间运算单元105，环路滤波器106，时钟控制单元107以及扩散码发生器108。另外，匹配滤波器101能够使用根据扩频了的接收信号与输入的扩散码的相关性，输出被反扩散了的信号的适宜的输入单元。如果依据本发明，则第3图所示的移动终端接收器23通过具有第4图所示的接收模块而构成。另外，第2图所示的基站的多路接收器13通过具有多个第4图所示的接收模块而构成。

接收信号输入到设定了来自扩散码发生器108的代码的匹配滤波器101，通过进行扩散码与接收信号的相关运算，得到被反扩散了的的信号。延迟分布测定单元102输出对于该反扩散了的信号的延迟分布。这里所谓延迟分布，指的是在多个码相位的每一个求出的相关值(反扩散结果)的序列。这里，把码相位n中的相关值记为a(n)。存在对应于码相位n的延迟波的情况下，n成为表示匹配滤波器的时间窗中的路径位置的值。所谓路径位置，是匹配滤波器的时间窗中提供延迟波的相关值的位置，即表示码相位的值。更详细地讲，如果把匹配滤波器的窗宽度记为2w，把码相位的间隔记为d，则n满足-w＜n＜w，而且n＝j·d(j是整数)。另外，n在窗中心成为0。还有，如果把间隔d以扩散码的码片单位表示，则d既可以是1码片也可以是1/2码片。如果考虑到解调特性，则1/4码片间隔最适宜。延迟分布进而在延迟分布平均单元103中在各码相位n进行时间平均，得到Ave(|a(n)|²)。时间平均除此以外还能够使用Ave(|a(n)|)，Ave(|a(n)|^N)(N是任意的实数)等其它的平均值。数据符号解调单元104把反扩散了的信号使用延迟分布(a(n)的序列)以及被时间平均了的延迟分布(Ave(|a(n)|²的序列))进行检波以及分离合成，输出解调了的信号。

另一方面，延迟分布以及被时间平均了的延迟分布还输入到代表值运算单元105中，计算路径的功率重心等的代表值。以下示出代表值计算式的一个例子。

∑_n(|a(n)|²·n)/(∑_nAve|a(n)|²)

另外，对于a(n)如上述那样也可以使用|a(n)|^N等适宜的表达式。

更一般地，代表值能够通过对检测有效相关值的多个码相位n计算作为对于一个码相位n的码相位n与相关值a(n)的函数而得到的评价值f(n，a(n))，并且把它们进行合成而求出。这里，所谓有效相关值是在同步保持中对应于有效路径(延迟波)的相关值的意义，例如，还能够定义为具有超过了一定阈值的强度的相关值，而更简便地，可以把所有的相关值作为有效相关值。另外，作为码相位n与相关值a(n)的函数f(n，a(n))，希望越是强路径贡献给同步保持控制的比例越大，而且能够检测路径位置的偏移方向。因此，f(n，a(n))是对于相关值a(n)的大小|a(n)|的变化单调变化的函数，而且最好是对于码相位n以窗中心为对称轴的奇函数，不过不是特别限定于这样的函数，在不损害控制系统稳定性的范围内能够进行任意的选择。这里，所谓「对于相关值a(n)的变化单调地进行变化」，意味着在相关值增加时函数值f(n，a(n))一定增加或不变化，或者一定减少或不变化的某一种。另外，所谓「对于码相位n的奇函数」，是对于某个码相位具有正的值时，对于窗中心对称的码相位，取绝对值相等的负值的意思。例如，把相位对应于匹配滤波器的时间窗中心的相位取为0，在两端分别取为-32，32，对应于码相位n的相关值记为a(n)时，上述函数f(n，a(n))既可以是f(n，a(n))＝n·a(n)²，另外也可以是f(n，a(n))＝n·|a(n)|、f(n，a(n))＝sgn(n)·a(n)、f(n，a(n))＝sgn(n)·a(n)²、f(n，a(n))＝n³·a(n)²等々适宜的函数(这里，sgn(n)是表示n的符号的函数。)。另外，最简单地，例如，可以使用对于比匹配滤波器的窗中心超前的路径取-1，滞后的路径返回到+1这样的函数。

上述代表值输入到环路滤波器106。环路滤波器106根据上述代表值平滑由噪声等引起的瞬时路径位置的变动，输出时钟控制信号。时钟控制信号输入到时钟控制单元107，时钟控制单元107进行供给到扩散码发生器108的时钟控制。由此，把供给到匹配滤波器101的扩散码进行反馈控制使得与输入的接收信号同步。即，供给到匹配滤波器101的扩散码如果产生与输入的接收信号的时钟偏移，则代表值运算单元105输出对应于时间偏移的代表值。进而，通过环路滤波器106根据代表值沿着与时间偏移相反的方向控制时钟控制单元107，使输入的接收信号的码相位与反扩散中使用的码相位的相位一致。如以上那样维持码相位的同步。

其次，对于接收模块(接收机)的各构成要素进行详细说明。首先，第5图中示出匹配滤波器101的结构图的一个例子。匹配滤波器101具有移位寄存器601以及602，扩散码保持寄存器603以及相关运算器604。

接收信号输入到移位寄存器601，被存储预时间间。另一方面，从扩散码发生器108供给的扩散码输入到移位寄存器602，被存储了预时间间以后，传送到扩散码保持寄存器603。

在移位寄存器601中被存储了预时间间部分的接收信号在相关运算器604中，进行与在扩散码保持寄存器603中保持的预时间间部分的扩散码进行相关运算。而且，在移位寄存器601中被存储了预时间间部分的接收信号的时间与扩散码保持寄存器603中保持的预时间间部分的扩散码一致时得到大相关值。在存在多个延迟路径的环境中，成为能够在多个时间得到相关值。

第6图中示出分布测定单元102的结构图的一个例子。第7图中示出接收信号的格式结构图的一个例子。另外，第8图中示出延迟分布的说明图的一个例子。分布测定单元102具有导频符号分离单元201以及导频符号加法单元202。另外，接收信号例如如第7图所示，在一个时隙中包括作为基准信号的导频符号801和数据符号802。成为复用该时隙的结构。第6图中的导频符号分离单元201仅取出对应于第7图的导频符号801的反扩散结果。导频符号加法单元202遍及多个导频符号区间，把该反扩散结果进行相加，计算出延迟分布a(n)。第8图中示出以1个导频块的时间平均得到的延迟分布a(n)。另外，时间平均不仅可以是一个导频块，也可以遍及适宜的块数进行平均。在这里作为一个例子，示出4个路径分别在匹配滤波器101的窗中的-4，-2，0，2的码相位上，分别存在强度的相关值a(-4)，a(-2)，a(0)，a(2)的情况。

第9图中示出数据符号解调单元104的结构图的一个例子。数据符号解调单元104具有数据符号分离单元301，比较单元302，选择器303，乘法器304以及累加器305。比较器302把在延迟分布平均单元103得到的被时间平均了的相关值Ave(|a(n)|²)的序列与预先确定的阈值进行比较。例如该阈值使用作为对于n把Ave(|a(n)|²)平均了的值的常数倍所求出的值。选择器303根据其比较结果，在Ave(|a(n)|²)为阈值以上的情况下，从在延迟分布测定单元102得到的延迟分布选择输出相关值a(n)，反之在Ave(|a(n)|²)比阈值小时选择输出0。另一方面，数据符号分离单元301例如从第6图所示的接收信号分离数据符号802。该被分离的数据符号802在乘法器304中通过与选择器303输出的共轭复数的复数乘法运算进行检波。通过以上的运算，仅在存在强路径的码相位n平均地得到检波结果，在除此以外的码相位n得到0。累加器305通过遍及匹配滤波器的时间窗宽度把检波结果进行累加，得到把各路径合成了的解调结果。

第10图中示出代表值运算单元105的结构图的一个例子。该图示出作为代表值使用路径功率重心时的结构例。代表值运算单元105具有自乘器401，比较器402，选择器403以及406，乘法器404，累加器405以及407，除法器408。在延迟分布测定单元102中得到的延迟分布(a(n)的序列)在自乘器401中进行绝对值自乘运算，得到功率调配的延迟分布(|a(n)|²的序列)。另一方面，在比较器402中，把在延迟分布平均单元103得到的被时间平均了的延迟分布(Ave(|a(n)|²的序列)与预定的阈值进行比较。例如，该阈值使用作为对于n把Ave(|a(n)|²)平均了的值的常数倍求出的值。由该比较器402进行的比较结果在Ave(|a(n)|²)为阈值以上时，选择器403选择输出在自乘器401中得到的|a(n)|²，另一方面，在比较结果为被时间平均的Ave(|a(n)|²)比阈值小时，选择输出0。用选择器303选择了的信号在乘法器404中与分别对应于各个路径位置的值n进行相乘，得到路径强度加权了的路径位置信息。被路径强度加权了的路径位置信息在累加器405中进行累加。

另一方面，选择器406根据比较器402的比较结果，在Ave(|a(n)|²)为阈值以上时，选择输出Ave(|a(n)|²)，另一方面，在Ave(|a(n)|²)比阈值小时，选择输出0。用该选择器406选择了的信号在累加器407中进行累加，计算全部路径的总功率。在累加器405中累加了的信号在除法器408中，用由累加器407计算出的全部路径的总功率进行相除，计算全部路径的功率重心。这里，在除法器408中作为除数所使用的总功率值不是根据功率调配的延迟分布(|a(n)|²的序列)的总和，而是根据由被时间平均了延迟分布(Ave(|a(n)|²)的序列)的总和求出。由此，能够减少瞬时总路径强度减小时缺乏可靠性的相位信息的影响。

另外，在第9图中所示的数据符号解调单元104以及第10图中所示的代表值运算单元105中，为了平均地检测强路径，使用各路径位置n中的功率平均，然而也能够使用SIR(Signal to InterferenceRadio)等其它指标。

第11图中示出环路滤波器106以及时钟控制单元107的结构图的一个例子。环路滤波器106具有乘法器501～503以及507，加法器504以及508，值范围限制器505以及延迟器506。作为代表值运算单元105的输出的代表值在乘法器501中乘入第1系数g。该乘法器501的输出进而在乘法器502中再次乘入第1系数g。而且，乘法器502的输出由乘法器503乘入第2系数b。乘法器503的输出通过由加法器504、值范围限制器505以及延迟器506构成的积分器进行积分。这里，值范围限制器505把值进行限制使得积分值不超过预定范围的值。另一方面，乘法器501的输出还输入到乘法器507中，乘入第3系数a。乘法器507的输出与由加法器504、值范围限制器505以及延迟器506构成的积分器的输出在加法器508中进行相加，成为时钟控制信号。

其次，时钟控制单元107具有值范围限制器509，D/A变换器510以及压控振荡器511。在时钟控制单元107中，把值进行限制使得从环路滤波器106输出的时钟控制信号在值范围限制器509中不超过预定范围的值，由D/A变换器510变换为频率控制电压，进入到压控振荡器511中。压控振荡器511根据该频率控制电压输出适当振荡频率的信号。

其次，说明环路滤波器1 06中的环路滤波器系数的控制。第12图中示出关于环路滤波器系数控制的说明图。如上述那样，在环路滤波器106中通过使第1系数g发生变化维持控制系统的稳定性的情况下，能够连续地使控制系统的环路带宽发生变化。一般如果把环路带宽取为很大，则跟踪速度成为高速的另一方面，对于噪声的稳定性降低。反之如果把环路带宽取为较小，则虽然对于噪声的稳定性提高但是跟踪速度成为低速。从而，作为一个例子把环路滤波器106取为第11图所示的结构，在初始同步的同步捕获时加大g，然后，在同步捕获后的通信中减少g，由此能够使高速初始引入特性与稳定同步保持特性并存。这时，如果使第1系数g急速减少，则为了消除存储在由加法器504，值范围限制器505以及延迟器506构成的积分器中的由噪声产生的影响要花费很多时间，有时噪声的影响长时间残存，因此希望使其平稳地减少。为此，在这里如第1 2图所示，作为一个例子在初始引入时设定为g＝g1，以后使g向g2指数地减少。

以上，如果依据本发明，则即使在多个延迟波的电平频繁地变动，反复地出现、消失这样不稳定的传播环境中，也能够把进入到匹配滤波器101的窗宽度中的所有延迟波的功率长时利用在同期保持中，能够获得稳定的同步保持。

另外，本技术能够适用在基站及移动终端的任一个中。即，在移动终端中，能够在各解调器中单独设置代表值运算单元105，环路滤波器106以及时钟控制单元107等，也可以在装置总体中共有这些适宜的电路。另外，在基站中，可以在各解调器中单独设置时钟控制单元107等，也可以共有这些适宜的电路。另外，代替第5图所示的时钟控制单元107，还能够使用时钟源和把分频比取为可变的可变分频器，把分频了的时钟供给到扩散码发生器108中。通过这样做，能够在装置总体中使用共同的时钟源在每个解调器中控制时钟。

另外，在上述实施形态中，在具有比匹配滤波器的时间窗宽度大的延迟分散的环境中，例如，存在具有2个相同程度的接收强度的路径，并且如果其路径之间的延迟逐渐加大，则2个路径接近匹配滤波器窗的两端，有可能最终引起双方都从窗脱离的失步。作为防止这一点的第一方法，首先，用缩小的窗宽度进行路径测定，存在于缩小的窗内的路径功率在与输入到窗总体的路径功率相比较减小到预定比例以上时，判定为需要用于防止失步的处置。而且，在判定为需要用于防止失步的处置的情况下，放弃对位于窗端部或者窗端部附近的单方路径的同步保持，仅对另一方的路径进行同步跟踪，由此能够防止失步。第二个方法是在路径的功率重心的基础上测定延迟分散，在延迟分散超过了预定的值时判定为需要用于防止失步的处置。而且，这种情况下同样放弃对位于窗端部或者窗端部附近的单方路径的同步保持，仅对另一方的路径进行同步跟踪，由此能够防止失步。

防止失步的第一以及第二方法例如能够用第13图所示的结构实现。401～408中的动作与第10图相同。匹配滤波器窗宽度控制单元409使用被时间平均了的延迟分布(Ave(|a(n)|²)的序列)，如上述那样判定是否需要用于防止失步的处置，根据其判定结果，把扩散码的码相位n或者时间窗中心相位值(例如在n＝-32～32时为0)进行输出。

在防止失步的第一方法中，匹配滤波器窗控制单元409的动作由图中「MF Window Controller(Type1)」所示的算法409a决定输出值。另外，在防止失步的第二方法中，由图中「MF Window Controller(Type2)」所示的算法409b决定输出值。这里，例如取n＝-32～32时，单侧的缩小窗宽度p，功率比判定阈值r，延迟分散阈值σ2分别是0＜p＜32，1＜r，0＜σ＜32范围的常数。

如果依据本发明，则即使在城市环境这样存在由多个反射波引起的多径的环境中也能够稳定地进行同步保持，能够降低通话过程中的呼叫切断几率。另外，如果依据本发明，则在同步的初始引入中高速引入，在引入结束后减小保持由噪声引起的抖动，能够使同步保持稳定。由此，如果依据本发明，能够缩短从终端的电源投入到成为能够通话的时间，而且能够减少由相位抖动引起的通话品质的恶化。

Claims (8)

1.一种接收机，其特征在于，具有

根据扩频了的接收信号与输入的扩频码的相关性，输出反扩散了的信号的输入电路；

输出关于来自上述输入电路的反扩散信号的延迟分布的延迟分布测定电路；

对于来自上述输入电路的反扩散了的信号，根据从上述分布测定电路输出的延迟分布进行分离合成，输出解调信号的数据符号解调电路；

从上述分布测定电路输出的延迟分布中根据多个相关值及其时间，计算代表路径的延迟差的代表值的代表值运算电路；

用于根据来自上述代表值运算电路的代表值，进行控制使得保持输入到上述输入电路的接收信号与扩散码的同步的时钟控制电路。

2.如权利要求1中所述的接收机，其特征在于：

上述输入电路具有在多个时间的每一个并行地进行多个反扩散的匹配滤波器，

进行控制使得上述匹配滤波器接收把在窗中检测出的时间不同的多个延迟波合成了的信号，在强度不是最大的延迟波的时间发生变化时，上述代表值运算电路通过根据该时间的变化使代表值发生变化，改变从上述匹配滤波器输出的相关值的时间。

3.如权利要求2中所述的接收机，其特征在于：

上述输入电路具有在多个时间的每一个并行地进行多个反扩散的匹配滤波器，

上述匹配滤波器接收把在窗中检测出的时间不同的多个延迟波合成了的信号，在强度没有成为最大的范围内强度不是最大的延迟波的强度发生变化时，上述代表值运算电路通过根据该时间的变化使代表值发生变化，根据该强度的变化改变从上述匹配滤波器输出的相关值的时间。

4.如权利要求3中所述的接收机，其特征在于：

还具有包括积分装置、可变系数发生装置和加法装置的环路滤波器，

上述环路滤波器在上述加法装置中以预定的权值把在来自上述代表值运算电路的代表值上乘入了从上述可变系数发生装置发生的系数的平方的结果由上述积分装置进行积分了的第一值与在上述代表值上乘入了从上述可变系数发生装置发生的系数的第二值进行相加，

上述时钟控制电路使用来自上述环路滤波器的输出，控制设置在上述时钟控制电路内的可变频率振荡装置或者可变分频器。

5.如权利要求4中所述的接收机，其特征在于：

上述可变系数发生装置从同步引入时的系数值开始逐渐地减少所发生的系数值。

6.一种移动终端，其特征在于：

具有权利要求1～5的任一项中的所述的接收机。

7.如权利要求1～5的任一项中所述的移动终端，特征在于：

共用上述时钟控制电路。

8.一种基站，其特征在于：

具有权利要求1～5的任一项中所述的接收机。

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