CN1509556A - 天线信号处理系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及尤其用于正交频分复用(OFDM)通信系统的改进的天线技术。一种用于为一个自适应天线确定加权的信号处理系统(800)，该天线具有多个天线单元(802a－d)，每个天线单元用于接收一个包括多个副载波的信号，该系统包括：多个输入，用于从所述的多个天线单元接收信号；用于每个输入的时域－频域转换器(806)，用于将来自每个输入的信号转换成多个副载波信号；连接到所述输入的第一加权确定器(832)，在信号路径中时域－频域转换器之前，并被配置以确定第一组加权，每个加权用于每个输入；和连接到所述第一加权确定器的第二加权确定器(838)，被配置以根据所述第一组加权的确定结果来确定至少一个第二组加权，所述第二组加权包括用于从每个所述输入获得的副载波信号的频域加权。通过在时域内计算第一组加权，然后为每个副载波修改这些加权以在频域内使用，简化了加权计算处理，并可以更快地执行。

Description

天线信号处理系统
技术领域
本发明涉及改进的天线技术，尤其用于正交频分复用(OFDM)通信系统。
背景技术
正交频分复用是一种用于传输高比特率数字数据信号的公知技术。并不使用高速数据调制单个载波，而是将数据划分成多个较低数据速率的信道，并分别在各自独立的副载波上传输.以这种方式降低了多径衰落的影响。在一个OFDM信号中，设置各个副载波的间距使它们相互重叠，如图1A的频谱10中副载波12所示。选择各副载波的频率使这些副载波相互正交，从而能够在接收机上恢复在副载波上调制的各个信号。一个OFDM符号由一组符号来确定，每个符号被调制在每个副载波上(并因此对应于多个数据比特)。如果使各副载波在频率上间隔1/T间距，其中T是OFDM的符号周期，则这些副载波是正交的。
通过在一组输入符号上执行一个逆傅立叶变换，最好是一个逆快速傅立叶变换(IFFT)，可以获得一个OFDM符号。通过在OFDM符号上执行一个傅立叶变换，最好是快速傅立叶变换(FFT)，能够恢复所输入的符号。FFT有效地相乘OFDM符号与每个副载波，并在符号周期T上积分。可以看出对于一个给定的副载波来说，通过此过程仅从OFDM符号中提取出一个副载波，因为与OFDM符号的其它副载波的重叠在积分周期T上将平均为零。
通常使用QAM(正交幅度调制)符号来调制副载波，但是也可以使用其它形式的调制，例如相移键控(PSK)或脉冲幅度调制(PAM)。为了降低多径效应，通常在每个符号的启始部分通过一个保护期间来扩展OFDM符号。
假设两个多径分量的相对延时小于这个保护时间间隔，则不存在符号间干扰(ISI)，至少对于第一近似值来说是这样。
图1B图示一个示例性的OFDM发射机100(在此在一个移动终端MT内)和一个示例性的OFDM接收机150(在此在一个接入点AP内)。在发射机100内，信源102将数据提供给基带映射单元104，该基带映射单元104可选地提供前向纠错编码和交织，并输出诸如QAM符号的调制符号。这些调制符号被提供给复用器(MUX)108，由其组合这些调制符号与来自导频符号生成器106的导频符号，由导频符号生成器106提供用于接收机内的频率同步和相干检测的参考幅度和相位(在其它配置中可以利用差分检测)。多个模块的组合110将来自复用器108的串行数据流转换成多个并行的速率降低的数据流(S/P)，对这些数据流执行IFFT以提供一个OFDM符号，然后将这个OFDM符号的多个副载波转换成单个串行数据流(P/S)。接着，由数模转换器(D/A)112将这个串行(数字)数据流转换成一个模拟的时域信号，由上变频器114上变频，并在滤波和放大(未图示)之后从天线116输出。天线116可以包括一个全向天线、一个扇区化天线或者一个具有波束成形的阵列天线。
由接收机150的天线152通过“信道”118接收来自发射机100的天线116的信号。信号一般以多个多径分量的形式抵达天线152，所述多径分量具有多个不同的幅度和相位，并已经通过多个不同的信道或者路径传播。这些多径分量在接收机上组合和相互干扰以提供一个全面的信道特性，通常具有多个长零，更类似于一个通常随着时间变化的梳形(尤其在发射机或者接收机移动时)。在同一通用位置上通常会有多个发射机，例如在办公室内，这增加了同信道干扰，可能产生比多径更严重的问题。
接收机150的天线152连接到下变频器154和模数转换器(MD)156。然后，由模块158执行串并转换、FFT和并串再转换，将一个输出提供给去复用器(DE-MUX)160，由其分离导频符号信号162和数据符号。接着，由基带去映射单元164解调和去映射数据符号以提供一个检测数据输出166。一般来说，接收机150是发射机100的镜像。发射机和接收机可以组合形成一个OFDM收发信机。
OFDM技术可以在各种应用中使用，例如用于军事通信系统和高清晰度电视。在此，将具体参考HIPERLAN(高性能无线局域网)类型2标准( www.esti.org/technicalactiy/hiperlan2.htm，和DTS/BRAN-0023003v 0.k)讨论本发明的各种应用。虽然本发明的各种应用并不限制于这个环境，但也可以由公共节点和接入节点来管理HIPERLAN 2无线局域网的通信。
图1B的接收机稍微地被简化，因为实际上需要同步FFT窗口与每个OFDM符号，从而避免引入非正交性，进而避免了载波间干扰(ICI)。通过自相关一个OFDM符号与该符号在保护期间内的周期扩展可以执行这一步骤，但是通常优选地，尤其对于分组数据传输来说，使用接收机可以精确地识别和定位的已知OFDM(训练)符号，例如使用一个匹配滤波器。将理解这个匹配滤波器在时域内操作，即在执行FFT之前(与在FFT之后的频域相反)。在分组数据系统内，可以向数据分组提供一个前同步码，其中包括一个或多个这样的训练符号。
图2A和图2B分别图示一个HIPERLAN2移动终端(MT)OFDM接收机的接收机前端200和接收机信号处理块250。接收机250图示了模数转换电路(ADC)252，同步、信道估计和控制电路254和去分组化、去交织和纠错电路256的一些细节。
前端200包括一个连接到输入放大器204和混频器206的接收天线202，所述混频器206具有来自中频(IF)振荡器208的第二输入以将射频信号混频到中频。然后，将该中频信号通过带通滤波器210提供给自动增益控制(AGC)放大器212，AGC级受来自控制电路254的线路226的控制以优化随后的信号量化。AGC 212的输出将一个输入提供给两个混频器214、216，这两个混频器还被提供有来自振荡器220和分路器218的正交信号以生成正交的I和Q信号222、224。接着，由模数转换电路252重复抽样、滤波和抽取这些I和Q信号。信号的重复抽样有助于数字滤波，数字滤波之后将信号的速率降低到所希望的抽样速率。
希望(但不是绝对必需的)补偿传输信道的影响。可以使用例如在前同步数据或者一个或多个导频信号内的已知符号来执行这一步骤。在图2的接收机250内，使用一个称作“C符号”的已知前同步符号来确定一个信道估计。使接收机与所接收的信号同步，并操作开关258将所接收的C符号传送给信道估计器260。这估计了信道对已知的C符号的影响(符号在副载波内的旋转)，因此，通过乘以信道响应的复共轭可以补偿信道的影响。另外，也可以使用一个或多个导频信号(也包含已知的符号)来确定一个信道估计。同样可以确定将所接收的导频转换成预期的符号所需要的相位旋转和幅度变化，并应用于接收到的其它符号。当在多个频率上可以获得多个导频时，通过使用不同频率的导频信号与其它频率内插/外插可以获得改善的信道补偿估计。
在图2A和图2B中，接收机前端200一般以硬件的方式实现，而接收机的处理部250通常以“软件”的方式实现，如用闪速RAM262示意性地图示的，例如使用ASIC、FPGA或者一个或多个DSP(数字信号处理器)芯片。在发射机中通常存在类似的硬件和软件的划分。然而，技术人员将理解图2A和图2B的接收机(或者一个对等的发射机)的所有功能都可以用硬件来实现。类似地，在软件无线电中数字化信号的确切位置通常将取决于成本/复杂性/功耗的权衡，并取决于合适的高速模拟/数字转换器和处理器的可用性，并且射频信号可以在中频或者更高的频率上数字化。
图3图示一个分组数据通信系统的包括前同步码序列的媒体访问控制(MAC)帧300的例子。MAC帧包括广播信道(BCH)脉冲串302、帧信道(FCH)脉冲串304、接入反馈信道(ACH)脉冲串306、下行链路(DL)脉冲串308、上行链路(UL)脉冲串310、直接链路(DiL)脉冲串312和随机接入(RCH)脉冲串314，所有这些脉冲串都包含一个前同步码序列。
图4A至图4E分别图示广播脉冲串、下行链路脉冲串、包含一个短前同步码的上行链路脉冲串、包含一个长前同步码的上行链路脉冲串和一个HIPERLAN 2物理层信号的直接链路脉冲串。这些脉冲串中的每个脉冲串都包含一个前同步部分400和一个数据净荷部分402。前同步部分400包括标为A、B或C的三个基本OFDM符号中的一个或多个。这些符号的数值是已知的，并且A和B(如果希望的话，也可以包括C)可以在时域内(在FFT之前)恢复。这些符号通常用于建立帧同步和频率同步，并为这些符号之后的数据设置FFT窗口；也可以使用它们来控制AGC级212。在图2A和图2B的接收机中，在时域内恢复A和B，而C在频域内恢复，也就是在FFT之后。
图5示意性地图示使用这些(已知的)前同步符号进行基于RSSI(接收信号强度指示)的帧检测502、自动增益控制504、帧同步506和频率同步508；同时还示意性地图示了一个MAC帧500的前同步部分来进行比较。
图6图示一个频域和时域曲线600，说明用于HIPERLAN 2的前同步码序列602、导频信号604和数据信号606的相对位置，HIPERLAN 2具有48个数据副载波和4个导频(和一个不使用的中心载波信道608)。如从图6可以看出的，前四个OFDM符号包括前同步数据，导频信号604继续承载它们的前同步符号。然而，在其余的(数据承载)副载波上，OFDM符号5继续向前承载数据。在其它的OFDM方案中，可以绘制类似的曲线，尽管前同步码和导频的位置可能改变(例如，导频不需要包括连续的信号)。
前面已经提到OFDM是一种减轻多径导致的频率选择性衰落影响的有用技术。然而，使用非常高的数据速率或者在极其严重的多径环境中，OFDM通信系统依然可能受到多径衰落的影响。而且，在室内无线环境下，例如小的办公室无线LAN，因为有限的频谱可用性，通常将存在在同一频带内同时操作的多个类似系统。这可能导致严重的同信道干扰。
一种已经推荐的用于克服这种多径和同信道干扰的技术是使用扇区化的发射和/或接收天线。把将要覆盖的区域分割成多个扇区，通常是3个、4个或者6个，并为每个扇区提供一个天线(或者在使用分集的情况下使用多个天线)，设置这些天线的方向图，使每个天线的方向图恰好主要覆盖一个扇区。实际上，每个扇区天线的主波束指向一个不同的方向，并通过选择发射和/或接收方向，能够降低来自不希望的方向的多径分量和/或同信道干扰的影响。例如，HIPERLAN 2支持在接入点上使用最多七个扇区。在“使用扇区化天线的HIPERLAN 2的性能(Performance of HIPERLAN 2 usingSectorised Antennas)”(A.Dufexi，S.Armour，A.Nix，P.Karlsson和D.Bull，lEE Electronics Letters，2001年2月15日，第37卷第4期，第245页)中描述了在HIPERLAN 2环境下使用一个扇区化转换阵列天线的一些优点。
另外一种用于减轻多径和同信道干扰影响的方法使用一个波束成形天线阵列，例如天线间间距大约为(载波)波长一半的天线单元线性阵列。使用适当的相位和幅度加权组合来自这些天线的信号，从而提供一个具有一个或多个波瓣或者波束的组合响应。一个包括n个单元的阵列可以被安排提供最多n-1个波束。
存在多种不同的波束成形算法可应用于这样一个自适应天线阵列，它们的具体细节是技术人员所公知的。通常使用的一种算法是恒定模数算法(CMA)，在J.R.Treichler和B.G.Agee的“一种恒定模数信号的多径校正的新方法(A New Approach to MultipathCorrection of Constant Modulus Signals)”(IEEE声学学报，话音和信号处理，第ASSP-31卷，第2期，第459页，1983年)中描述了这样一种算法，该文章在此引用作为参考。一般来说，该算法根据一个所选择以使组合信号的频谱近似地平坦的代价函数迭代地确定组合来自各个天线单元的信号所用的加权。选择这些加权的相位角度，从而选择最大信号功率方向上的波束点，或者也可以使在不希望的多径分量或同信道干扰的方向内形成零信号。
为天线阵列单元确定适当的加权在窄带系统内比较简单，但是在一个OFDM接收机中，副载波组占据的带宽通常大于1MHz，并且在许多情况下大于10MHz，一组加权不可能在整个带宽内都是最佳的，例如可能仅仅在频带中心是有效的。例如，通过考虑天线单元间距即副载波波长的分数在整个OFDM频带上变化，就可以理解上述情况。在图1的接收机内，可以在点168、170或172上应用自适应阵列加权，但是在位置168或170(在FFT之前)上应用阵列加权通常将不能产生一组在整个频带上都很好的估计加权。
因此，这个问题的一种解决方法是在FFT之后即在点172上应用加权，在此可以将不同的各组加权应用于每个副载波。图7图示一个OFDM接收机700，其中以这种方式将各组加权分别应用于各个副载波。然而，对于K个副载波和L个天线单元来说，显然必需确定总共K×L个加权，这是一个耗时并对处理器要求很高的任务，明显地增加了接收机的复杂性。EP 0852407描述了这样一种配置，其中将一个工作频带分割成四个相等的子波带，为每个子波带而不是为每个副载波计算一组加权，从而减少了需要计算的加权数量。然而。这依然是一个比较复杂的过程，而且，还产生了并非最佳的结果。在2000年2月IEICE通信学报第E 83-B卷第2期第371页的Fuiimot等人的“一种新的利用频率特性的自适应阵列(A NovelAdaptive Array Utilizing Frequency Characteristics)”中描述了另外一种方法，该文章在此引用作为参考，其中使用在FFT之后的各个分离副载波来确定一组使用CMA的在FFT之前的时域加权。这种方法提供了一种非常简单的加权确定程序，但是加权依然不是最佳的。
US 6,249,250描述了在时域或者频域内(但是不能同时在两个域内)使用的OFDM自适应天线加权确定技术。在发明人为HidehiroMatsuoka于2000年12月22日提交的日本专利申请JP2000-391221和名称为“自适应天线(Adaptive Antenna)”的于2001年3月30日提交的英国专利申请0108026.6中描述了其它的涉及副载波群集的加权确定技术。
上面描述的用于阵列天线的加权计算技术都具有优点和缺点，一些技术提供比较精确的加权确定，但是以复杂和耗时的处理为代价，其它的技术具有较为简单和快速的加权确定算法，但是通常提供较差的加权估计。因此，需要改进的阵列天线和加权确定技术，能够在不过分地加重信号处理负担的情况下提供很好的加权估计。
发明内容
因此，根据本发明，提供一种信号处理系统，用于为一个自适应天线确定加权，该天线具有多个天线单元，每个天线单元用于接收一个包括多个副载波的信号，该系统包括：多个输入，用于从多个天线单元接收信号；用于每个输入的时域-频域转换器，用于将每个输入的信号转换成多个副载波信号；连接到输入的第一加权确定器，在信号路径中时域-频域转换器之前，并被配置以确定第一组加权，每个加权用于每个输入；和连接到第一加权确定器的第二加权确定器，被配置以根据第一组加权的确定结果来确定至少一组第二组加权，所述第二组加权包括用于从每个输入获得的一个副载波信号的一个频域加权。
与现有技术相比，该信号处理系统大大简化了在频域内用于每个副载波(或者用于一组副载波)的加权的计算。这样进而又显著地降低了提供一个在频域内具有数字波束成形的自适应天线的功耗和/或成本。该系统还足够灵活地允许在频域内应用附加的自适应信号处理方法以便在需要时进一步改善系统的性能。
在一个实施例中，确定第一组加权的时域或者FFT之前的处理具有定义一个方向的作用，例如一个在该频带上具有最高信号与干扰比的方向。也可以通过识别那些接收功率电平高于一个阈值的方向来确定一个或多个方向。当计算第二组加权时，最好基本上维持这个方向或者这些方向，或者一般来说，由第一组加权定义的空间特性或波束方向图。用于确定一组或者多组第二组加权的算法的目的是维持波束方向或者方向图，在一个简单的实施例中，包括少量的乘法操作，例如分别用于每个阵列天线单元的乘法操作。因此，选择第二组加权以使每个副载波的天线波束具有与在计算第一组加权时所确定的相同的方向。因为副载波在不同的频率上，所以这些组的加权的数值将是不同的。
第一加权确定器有效地用作一个抵达方向(DoA)检测器，其输出由第二加权确定器使用。因此，在本发明中，第一加权确定器的功能可以由任意形式的抵达方向检测器来执行。
可以使用多种方法来确定最初的波束方向(或者多个方向)，例如简单地测量接收功率，但是该系统最好使用第一加权确定器根据信号与干扰比来确定一个方向(或多个方向)。这有助于鉴别可能具有一个很大的接收功率电平的同信道干扰。第一加权确定器可以确定一组目的在于消除多径和/或同信道干扰的加权，即一个最佳特性化为具有一个或多个零值而非一个或多个主波瓣的天线响应方向图。然而，这个实施例并非最佳的，因为尤其在一个宽带系统内，可能存在大量的多径分量被衰减，而一般来说，仅一个或者几个波瓣将用于拾取信号与干扰比最佳的信号。常规上，通过最小化一个随着信号与干扰比下降而递增的代价函数可以确定第一组加权。
该信号处理系统可以在一个接入点、基站或者移动终端，例如在一个移动终端内应用。该系统可以以硬件的形式，例如硅，或者以软件的形式，或者以两者之组合的形式来实现。尽管该系统也可以在副载波并不重叠，因而不需要正交的情况下使用，但是副载波最好基本上是相互正交的。然而，该系统尤其适合于处理OFDM(正交频分复用)信号。
第二加权确定器最好根据第一组加权来计算第二组加权，但是在这些实施例中，它也可以使用一个中间计算的结果，在这种情况下，可能不需要完成确定可用的第一组加权的计算。最好为每个副载波信号提供一个第二组加权(一组加权包括用于副载波每种形式的加权，根据来自每个天线单元的信号获得每种形式)，但是在需要进一步简化计算的情况下，多组副载波可以共享多组加权。因此，可以将副载波安排成多个组，每组副载波具有一组第二组加权。然而，通常已经根据从所有的阵列天线单元接收到的信号获得第二组加权中的每个加权。优选地，使用根据从每个天线单元接收到的信号确定的一个信道估计值来修改第二组加权。
在这些实施例中，在通过第二组加权中的多个加权之一加权之后，组合每个副载波的所有信号。因而，例如，组合从每个天线单元获得的第一载波的加权形式，从而提供一个组合的第一副载波输出，并类似地组合其余的副载波。在一个或一组副载波的质量明显低于其余副载波的质量时，例如一个很差的信号与干扰比，可以对一个(或者一组)副载波单独地使用一个FFT之后的窄带型波束成形算法。在相关的案例中详细描述了用于这种情况的技术，如2001年3月30日由本申请人提交的英国专利申请0108026.6“自适应天线”，其内容在此引用作为参考。
优选地，第一加权确定器执行控制天线方向性响应的抵达方向检测算法，例如一个数字波束成形或者波束引导算法。在天线单元是定向的实施例中，抵达方向检测可以简单地包括根据功率或者信号与干扰比阈值来选择一个单元。
本发明的优选实施例包括一个信号和干扰检测器，它可以提供独立的信号和干扰输出或者一个组合输出，所述组合输出例如包括一个信号与干扰比。该信号和干扰检测器最好在时域内操作，即在所接收的信号已经从时域转换到频域之前，对于一个OFDM信号来说一般是通过一个傅立叶变换。可以为每个天线单元提供一个信号和干扰检测器，也可以在多个单元之间共享单个信号和干扰检测器，例如在时间复用的基础上。
优选地，该信号和干扰检测器使用一种相关技术来确定有用信号和有害干扰的强度。所接收信号的一个已知部分可以与一个干扰信号相关以确定有用信号的强度，并和一个与该参考信号正交的信号相关以确定干扰的强度。所接收信号的已知部分例如可以包括一个前同步码序列，例如一个伪噪声序列。在时域内执行相关-即在两个OFDM符号之间执行相关，因而在相关之前对已知的(前同步或者伪噪声)数据执行逆傅立叶变换。因此，优选地，天线单元选择器包括一个生成参考信号和与该参考信号正交的信号的信号生成器，尽管因为可以从所接收的信号中提取出一个合适的参考信号，这并不是必需的。
该信号处理系统可以包括用于角分集接收、组合从不同方向接收的具有高信号与干扰比的信号的装置。因此，可以为每个副载波和为每个波束方向确定多个FFT之后的第二组加权，然后可以使用分集接收技术组合从每个方向接收到的相应副载波。如前面所描述的，FFT之后的副载波加权可以根据用于定义波束方向的FFT之前的加权确定结果来获得。
在一些情况下，最好可以将输入OFDM信号划分成多个子带，每个子带最好包括多个副载波。然后，可以为每个子带分别地执行FFT之前的加权计算，这允许提高在FFT之后的加权确定中的精确度，尤其在接收机响应在所关心的带宽内不平坦的情况下。因此，最好将多个副载波分配给每个子带，用于一个子带内副载波的FFT之后的加权使用为该子带确定的FFT之前的加权。该信号处理系统可以包括装置，用于将OFDM信号带宽再分成子带，例如根据OFDM导频信号。
在一个有关的方面，本发明提供一种为一个自适应天线确定加权的方法，该天线具有多个天线单元，每个天线单元用于接收一个包括多个副载波的信号，该方法包括：从多个天线单元接收多个信号，将多个接收信号中的每个信号转换成多个副载波信号，确定第一组加权，每组加权用于每个接收信号，并使用第一组加权的确定结果确定至少一个第二组加权，该第二组加权包括用于从每个所接收信号的输入信号获得的一个副载波信号的频域加权。
本发明还提供一种用于一个包括多个天线单元的OFDM天线的自适应波束成形的方法，该方法包括：在时域内使用第一波束成形算法来确定至少一个天线波束方向，并计算一组加权以在频域内应用于至少一个副载波的各种形式，该副载波的每种形式由一个相应的天线单元接收，使用至少一个天线波束方向来计算该组加权。
本发明还提供一种为用于接收一个包括多个副载波的正交频分复用(OFDM)信号的一个阵列天线计算加权的方法，该方法包括：在时域内确定OFDM信号在该阵列天线上的抵达方向，使用该抵达方向计算至少一组加权，用于在频域内应用于该OFDM信号的副载波。
在这里，“时域”用于指在时间到频率转换或者傅立叶变换之前的一部分信号路径，“频域”用于指在所接收的OFDM信号的时间到频率转换或者傅立叶变换之后的一部分信号路径。
在一个相关的方面，本发明提供一种承载用于实现上述信号处理系统和方法的处理器控制代码的载体。这种处理器控制代码可以包括计算机程序代码，例如用于控制一个数字信号处理器，或者其它的代码，例如建立一个实现选择器或者方法的通用集成电路的多个寄存器数值。所述载体可以包括一个数据载体或者存储媒体，例如硬盘或软盘、CD-ROM或DVD-ROM，或者一个编程存储器，例如只读存储器、或者一个光或电信号载体。如技术人员将理解的，控制代码也可以分布在多个互连的组件之间，例如在一个网络上。技术人员将进一步认识到本发明可以通过专用硬件和在软件中实现的功能的组合方式来实现。
附图的简要描述
现在，将参考附图，仅通过例子，进一步描述本发明的这些和其它方面，在附图中：
图1A和图1B分别图示一个OFDM符号和一个示例性的OFDM发射机。
图2A和图2B分别图示一个HIPERLAN 2 OFDM接收机的接收机前端和信号处理模块；
图3图示一个分组数据通信系统的示例性的媒体访间控制帧；
图4A至图4E分别图示一个HIPERLAN 2物理层信号的广播脉冲串、下行链路脉冲串、具有一个短的前同步码的上行链路脉冲串、具有一个长的前同步码的上行链路脉冲串和一个直接链路脉冲串；
图5示意性地图示在移动终端的OFDM接收机中使用一个HIPERLAN 2广播脉冲串的前同步码部分；
图6图示包括前同步码和导频信号的HIPERLAN 2 OFDM信号的一个频率-时间曲线；
图7图示一个OFDM接收机，其中将各组加权应用于频域内的各个副载波；
图8图示根据本发明一个实施例的一个天线信号处理系统的示意图；
图9A和图9B分别地图示一个信号和干扰检测器的示意图和用于图9A的信号和干扰检测器的一个信号生成器的示意图；
图10图示一个具有FFT之前数字波束成形和FFT之后分集的OFDM接收机的结构；和
图11A和图11B图示根据本发明一个实施例的用于波束方向分集接收的一个OFDM接收机。
实现本发明的最佳方式
现在参见图8，该图图示用于为一个OFDM接收机的自适应天线计算加权的天线处理系统800的示意图。
一个阵列天线802包括n个定向天线单元，图示了其中的四个802a、b、c和d。每个相应的天线单元连接有一个下变频器804a-d，这些下变频器又为一组快速傅立叶变换(FFT)模块806a-d提供所接收的信号输入。因此，在该信号处理结构内直到这个位置上，实际上存在一个用于每个天线单元802的常规OFDM接收机前端。每个FFT模块806提供多个频域输出，分别用于每个副载波。为了简化，在图8中，仅图示了用于四个这样的副载波的输出，但是实际上，通常存在十个以上的这样的副载波，经常是一百个以上的副载波，有时超过一千个副载波。
在图8中，线路808a-d承载根据分别从天线单元802a-d接收到的信号获得的第一副载波各种形式的频域信号。类似地，线路810a-d承载来自各个天线单元802a-d的第二副载波的各种形式，线路812a-d承载来自这些天线单元的第三副载波信号，和线路814a-d承载第四副载波的各种形式，各个信号形式来自各个天线单元802a-d。每个副载波的每组形式具有一组相关的乘法器，用于在组合它们之前加权这些副载波的各种形式。在第一副载波的情况下，提供乘法器816a-d，用于在加法器818内求第一副载波的各加权形式之和之前，将来自每个天线单元的第一副载波的形式乘以一个合适的加权。类似地，提供乘法器820a-d，用于将加权应用于线路814a-d上的第四副载波，由加法器822组合第四副载波的各加权形式。为OFDM信号的每个副载波的每组形式提供一组乘法器和一个相应的加法器，但是，为了简化，在图8中仅图示了用于第一和第四副载波的加法器。
与一个副载波的每种形式相乘的加权通常是复数，包括一个幅度和一个相位。选择这些加权值以提供一个具有一个或多个波束或者波瓣的天线响应，所述波束或者波瓣指向接收信号功率最大或者最好是信号与干扰比最大的方向(或者多个方向)。
对于仅具有一个信号路径和一个干扰路径的理想窄带系统来说，一个自适应阵列天线处理系统通过使用一组加权消除空间域内的干扰来最大化有用信号是很简单的。然而，在相关频带较宽的情况下，在整个频带上仅使用一组系数导致该天线的空间响应在整个频带上变化。解决这个问题的常规方式是将一个OFDM系统内的每个副载波分别视为一个窄带信号，并相应地为乘法器816和820计算加权。然而，这种方法很复杂，并且对处理器有较高的要求。
申请人已经认识到，在理论上，应当选择副载波(或子带)的加权以在每个副载波的频率上再生天线的空间特性，从而减轻干扰。当以这种方式考虑时，能够认识到没有必要从头开始为每个副载波或者每组副载波(即子带)分别计算一组加权，因为重复地使用空间信息，即在每个副载波频率上的空间特性理想地应当是相同的。因此，如果分级地计算加权，则能够简化该信号处理系统，在第一级中确定所需要的天线空间响应，在第二级中使用所希望的空间响应为每个副载波(或者每组副载波)的各种形式确定各组加权。
在图8的结构中，如下文中将进一步描述的，使用一个时域处理来确定自适应天线所需要的一个近似空间响应，然后，修改通过这一处理过程确定的该组加权以提供一组适合于每个副载波的加权。这显著地减少了在现有技术的加权计算处理过程中存在的冗余。
再次参见图8，在点824a-d上分接出输入给FFT模块806a-d的信号，以提供输入给另一组乘法器826a-d。由加法器828组合这些乘法器的输出，并提供一个输入830给常规的波束引导算法832。波束引导算法提供一组包含加权的的输出834以输入给乘法器826a-d，每个输入用于每个天线单元802a-d。这样，在FFT操作之前，将一个常规的波束引导算法应用于来自每个天线单元的宽带时域OFDM信号。
时域自适应天线处理的目的在于通过控制天线波束方向图在空间上分离有用信号与任何干扰。使用在窄带系统中用于DoA确定的相同的常规算法和过程可以确定信号的抵达方向(DoA)信息。这样的方法包括傅立叶方法(FM)、最小均方(LMS)方法、多信号分类(MUSIC)方法和ESPRIT(通过旋转不变性技术的信号参数估计)方法。
算法832的目的是在存在多径时检测一个信号或者一组信号的抵达方向，并在空间上分离该信号与干扰。假设信号和干扰的空间特性在可用的频带上是近乎恒定的。通过进行这一假设，可以在频域内计算用于每个副载波(或者一组副载波)的一个加权或系数矩阵，从而基本上维持天线的空间特性。
在一种优选实施例中，天线的波束引导以一个确定的信号与干扰比而不是一个所接收功率的绝对电平为基础。如下文中更详细地解释的，通过使用一个已知的发射数据序列，例如一个OFDM信号的前同步部分，相关该已知信号和所接收的信号，可以计算出这样一个信号与干扰比。因此，该信号处理系统最好包括一个信号生成器836，用于提供一种形式的已知序列，与所发射的那样。可以选择波束引导算法以最大化信号与干扰比(或者，也可以是最小化干扰与信号比)，例如，如在1991年IEICE学报第J74-B-II卷第11期第599页上M Fujimoto、N Kikuma和N Inagaki的“通过马夸特方法优化以抑制多径波的CMA自适应阵列的性能(Performance of CMAadaptive array optimized by Marquar method for uppressingmultipath waves)”中所描述的，该文在此引用作为参考。因为以在OFDM数据帧开始位置上的前同步码为基础的信号与干扰比的测量不是一个连续的测量，所以假设有用信号和干扰所用的信道(即幅度和相位)是准静态的。
现在参见图9A，该图图示了用于图8的信号处理系统的一个示例性的信号和干扰检测器900。在线路903上的输入信号被提供给第一和第二互相关器901、902，其输出被分别提供给信号强度检测器904和干扰强度检测器906，以提供用于计算一个信号与干扰强度比的信号908和干扰910的强度输出。互相关器901互相关输入信号与一个已知的参考信号，所述已知的参考信号包括例如根据一个分组数据帧前同步码序列生成的一个时域OFDM信号。互相关器902互相关输入信号与一个至少部分地与已知参考信号正交的信号，从而从输入信号中提取出一个干扰分量，如下文中将更详细地解释的。在根据一个前同步数据序列获得参考信号的情况下，仅当出现前同步码序列时，信号和干扰强度检测器900的输出才是有效的。在这种情况下，可以安排互相关器901和902在前同步码序列出现的一个时间窗口上操作。例如，可以通过诸如一个FFT窗口控制处理的同步处理(在图8中未图示)来确定该时间窗口。另外，也可以从所接收的信号中提取基本上连续地发送一个已知数据序列的一个或多个导频信号，并在互相关处理中使用。
图9B图示一个示例性的信号生成器920，用于提供参考(REF)和正交参考信号912、914。在所图示的例子中，信号生成器920包括一个前同步码序列生成器922，用于生成一个前同步码序列924和一个与该前同步码序列正交的信号926。然后，由IFFT 928逆快速傅立叶变换这两个信号从而提供参考信号912和914。在HIPERLAN 2系统中，可以使用最初为全1状态的多项式s(x)＝x7+x4+1，使用-1替换所有的“1”和使用1替换所有的“0”，可以生成前同步码序列p。
通过考虑一个信号(R+I)，其中R是一个已知的参考符号，I是一个干扰量，可以理解所述信号和干扰检测器的操作。假设参考信号与干扰之间的互相关性很低，(R+I)和R的相关是R2，即结果是有用信号强度的测量值。(R+I)与R*之间的互相关，其中R*是一个与R正交的信号，等于R*与I的互相关，因为根据定义R*与R的互相关等于零。R*与I的互相关是干扰强度的测量值。因此，信号和干扰强度检测器900的输出可以用于计算一种形式的信号与干扰比，然后，波束引导算法832可以使用该信号与干扰比将一个或多个天线波束指向对有用信号的干扰最小的接收信号。
在数学术语上可以将两个正交序列的相关称为零值相关，
Σ i = 1 N a i * b i = 0 ;
(等式1)
其中ai是第一相关序列，bi是第二相关序列(两者的长度均为N)。当第二相关序列与噪声、同信道或多径干扰相关时，结果不是零。将序列ai插入在数据帧内，例如在前同步码内。一种形成一个零值相关序列的方式是格式化一对非常相关的序列。一个非常相关的序列具有下述属性：
(等式2)
通过组合这样一对非常相关的序列，可以定义零值相关序列。通过计算接收功率可以获得接收信号的总能量，无用干扰能量电平的一种量度是用零值相关信号的峰值电平来表示。
可以在数据接收开始时，和/或在每个连续的分组上，或者逐帧地执行信号和干扰检测操作。这种波束成形方法允许形成灵活的波束方向图，在组合来自三个或者更多单元的信号时，允许形成多个定向波瓣。在1981年Peter Peregrinus有限公司J.E.Hudson的“自适应阵列原理(Adaptive Array Principles)”中更详细地描述了适当的波束成形方法，该文章在此引用作为参考。
再次参见图8，将来自波束引导算法832的线路834上的加权提供给一个频域(即在FFT之后)加权计算程序838。同样输入到程序838内的是来自信道信息计算模块840的信道信息。信道信息模块840具有来自FFT模块806a-d的多个输入，并提供每个副载波的幅度和相位值。如本领域的技术人员所知道的，存在多种用于OFDM的常规信道估计技术，例如基于使用一个包括一个或多个已知OFDM训练符号的前同步码和/或导频副载波。
系数加权计算程序838确定将应用于每个副载波每一形式的加权，在图8中，利用了示例性的乘法器816a-d和820a-d。然而，没有必要再次使用诸如算法832的迭代处理过程，因为选择频域加权来再生在时域内确定的相同物理方向(或者多个方向)，一个简单的矩阵相乘是足够的。因此，例如一个八单元的阵列天线，仅需要八次乘法。
FFT之前的抵达方向(DoA)计算确定一组加权，假设每个阵列天线单元之间的距离大约是波长的一半。这一假设在一个频率上，通常在中心频率上是正确的，但是在这个频率的任意一侧上，单元间距不再是波长的一半。因此，可以在需要一组加权的波长上根据(用波长表示的)天线阵列单元间距进行重新计算来调整这些加权。在一个实施例中，由程序838执行这一计算。本领域的技术人员将理解为每个副载波确定一组加权并不需要使用任何特定的矩阵等式。
在图8中，由去复用器840提取用于每个副载波的加权组，并将(复数)输入提供给乘法器816a-d和820a-d。图8的功能单元显然可以以硬件或软件的形式实现。通常用硬件来实现下变频器804，此后由模数转换器(未图示)数字化所接收的信号，最好在数字域内执行其余的信号处理。因此，单元806-840的功能通常用在数字信号处理集成电路上运行的软件来实现，所述数字信号处理集成电路通常是一个适合于射频应用的DSP。
上面描述的用于从FFT之前加权外推到FFT之后加权的方法假设了一个在整个宽带OFDM信号上的近似线性的接收机响应。然而，实际上，这一假设并不必是完全正确的，因为在接收链路中放大器和其它信号处理单元的频率响应通常不是完全平坦的。例如，一个放大器在5GHz上可以提供10dB的增益，但是在4.5GHz和5.5GHz上仅提供7dB的增益。因此，最好提供用于补偿在整个宽带信道上响应中的这种增益以及其它变化的装置。这可以通过下述步骤进行：将宽带OFDM信道划分成多个子带，并在FFT之前的域内根据先前所描述的抵达方向技术为每个子带确定一组加权。然后，通过将每个副载波分配给一个子带，可以使用这些多组加权中的每组加权来得到在FFT之后的域内使用的加权。这些子带中的每个子带显然通常将包括多个副载波，例如100个副载波，因而实际上，将宽带OFDM信号再分，并在每个子带上应用上面所描述的技术。因此，例如，可以将宽带OFDM信号细分成4到10个子带，从而能够为这些子带中的每个子带计算一组不同的FFT之前的加权。这样，在并不严格地假设一组加权在整个宽带带宽上的适用性的情况下，依然显著地降低了FFT之后加权计算的负担，因为每个子带通常将包含几十个副载波。子带可以被静态地或者动态地分配，例如，可以根据OFDM信号中的导频频率。
下面的等式3表示了用于一个波束方向即方向i的加权矢量Vweights的格式。第一波束方向用i＝1标记，第二波束方向用i＝2标记，依此类推。下面将参考图10和图11更详细地讨论在定义多个抵达方向的情况下上述技术的应用。
在等式3中，上标f表示一个子带的频率，所以f1表示第一个子带的频率，而fm表示第m个子带的频率。下标1至n表示天线阵列单元。因此，例如XXX表示用于第i个成形波束的在第一子带中心频率上用于第一天线单元的FFT之前的加权。
(等式3)
参见图10，该图图示了一个具有FFT之前数字波束成形(DBF)和FFT之后分集的OFDM接收机1000的结构，有助于理解图11的接收机的操作。图10的混合结构包括用于形成两个波束的时域DoA 1002和DBF 1004处理，每个波束都位于一个信号与干扰比很高的方向上。与图8的结构相同，使用一个包括n个单元的阵列天线，因此可以定义最多n-1个方向，尽管在图10的结构中仅定义了两个方向。DoA处理过程1002以傅立叶方法为基础，并以与窄带系统相对应的方式操作。
在图10的结构中，DoA 1002和DBF 1004的处理过程在FFT之前的域内操作以生成两组加权1006、1008，每组加权乘以1010、1012来自每个天线单元的信号，以便在这些信号的求和1014和1016之后，定义两个独立的波束方向。然后以常规的方式FFT处理1022和1024来自每个波束方向的信号1018和1020以提供两个副载波信号组1026和1028，一组副载波来自一个波束方向。根据角分集处理过程1034加权1030和1032这些副载波，并通过求和1036来自每个波束方向的每个副载波的一个形式来组合分集。然后，以常规的方式处理1038这些副载波。将理解副载波加权1030和1032通常很复杂，即包括幅度和相位值。
现在参见图11，该图图示了一个接收机的结构1100，总体上类似于图8，但是包含沿着图10的接收机中所示线路的角分集。在虚线1102之上的接收机1100的部分基本上对应于图8的接收机。因此，相同的单元用相同的参考号表示，具体而言，DoA和DBF处理模块对应于图8的波束引导处理832。然而，与图8不同，类似于图10，这些处理模块计算定义第一和第二波束的两组加权矢量1104和1106。以与图8的结构相对应的方式计算加权矢量1104来定义第一波束，但是，除此之外，还确定第二加权矢量1106来定义第二波束抵达方向。这通过加权1108示意性地图示，虽然DoA处理832的单个输入就足以确定多个波束方向，所以用第二加权矢量1106加权的概念地图示的来自阵列天线单元802的信号被标记为是DoA和DBF处理所需要的。与前面相同，确定波束方向以最大化信号与干扰比，因而两个加权矢量1104和1106最好分别定义一个信号与干扰比很高的波束方向，例如信号与干扰比最高和第二高的方向。尽管图11的结构仅确定两个不同的波束方向，但是分集接收显然可以使用多个这样的波束方向，最多n-1个方向，其中n是天线单元的数量。
如先前所描述的，两个加权矢量1104和1106分别用于生成一组FFT之后的加权，用于所处理的每个波束方向内的每个副载波。因此，在虚线1102之下，该接收机安装有与图8的接收机相对应的单元816’、818’和840’，为了简明，不再描述。因此，为每个波束方向获得了一组副载波信号1109和1110(为了简化，在图11中仅图示了三个副载波信号)。通过应用分集处理单元1116所确定的(复数)加权使用相应的乘法器1112和1114加权这些信号，所述分集处理单元1116以基本上类似于图10的分集处理单元1034的方式操作。然后，在以常规的方式进一步处理之前，在加法器1118内组合来自一个波束方向的每个加权的副载波与它的来自一个或多个其它的确定波束方向的对应部分，所述常规方式处理开始于并串转换1120以提供一个用于解码的数据输出1122。尽管为了简化图11A和11B图示了用于两个波束方向所需要的处理，为了更大的分集增益显然也可以组合来自两个以上波束方向的副载波。
已经参考一个接收机描述了本发明，但是本领域的技术人员将理解一旦在频域内确定了一组(或者多组)加权，则在发射信号时也可以使用这一组(或者多组)相同的加权。换句话说，可以使用这些加权来提供用于一个发射天线的减轻同信道干扰的空间方向图，因为就无线电信道而言，发射和接收是对称的。当发射和接收在同一频率上时，例如在时分双工(TDD)系统中，尤其是这种情况。
毫无疑问地，对于本领域的技术人员来说将存在许多有效的替换方式，本发明并不限制于所描述的实施例，而涵盖了在权利要求的精神和保护范围内的各种修改。

Claims (45)

1.一种用于为一个自适应天线确定加权的信号处理系统，该天线具有多个天线单元，每个天线单元用于接收一个包括多个副载波的信号，该系统包括：
多个输入端，用于从所述的多个天线单元接收信号；
用于每个输入的时域-频域转换器，用于将来自每个输入的信号转换成多个副载波信号；
连接到所述输入端的第一加权确定器，在信号路径中时域-频域转换器之前，并被配置以确定第一组加权，每个加权用于每个输入；和
连接到所述第一加权确定器的第二加权确定器，配置以根据所述第一组加权的确定结果来确定至少一个第二组加权，所述第二组加权包括用于从每个所述输入获得的副载波信号的频域加权。
2.如权利要求1所要求保护的信号处理系统，其中所述第二加权确定器被配置以确定多组第二组加权，每组第二组加权用于每个副载波信号。
3.如权利要求1或2所要求保护的信号处理系统，还包括用于每个所述输入的一个信道估计器，用于向第二加权确定器提供用于来自每个输入的信号的至少一个信道估计。
4.如权利要求1、2或3所要求保护的信号处理系统，还包括一个组合器，用于对每个所述的副载波信号组合该副载波信号的一组加权形式，通过将一组所述的第二组加权应用于所述副载波信号的一组形式获得该副载波信号的该组加权形式，每个形式来自每个所述输入。
5.如前面的任一权利要求所要求保护的信号处理系统，其中所述第一组加权确定至少一个天线波束方向，和其中每组第二组加权为一个所述副载波确定基本上相同的天线波束方向。
6.如权利要求5所要求保护的信号处理系统，其中所述第一组加权确定多个天线波束方向，并且其中每组第二组加权为一个所述副载波确定基本上相同的多个波束方向。
7.如前面的任一权利要求所要求保护的信号处理系统，其中所述第一加权确定器执行一个确定所述天线的方向性响应的算法。
8.如权利要求7所要求保护的信号处理系统，还包括一个信号和干扰检测器，用于为每个所述接收信号输入确定一个信号与干扰比，和其中所述算法使用所述信号与干扰比确定所述方向性响应。
9.如权利要求8所要求保护的信号处理系统，其中所述信号和干扰检测器包括至少一个互相关器，用于确定一个所述接收信号与第一参考信号之间的相关性和该接收信号与至少部分地与第一参考信号正交的第二参考信号之间的相关性，以提供所述信号和干扰输出。
10.如权利要求9所要求保护的信号处理系统，其中所述第一和第二参考信号各包括一组基本上正交的载波。
11.如权利要求9或10所要求保护的信号处理系统，还包括一个参考信号生成器，用于为所述信号和干扰检测器生成所述第一和第二参考信号。
12.如前面的任一权利要求所要求保护的信号处理系统，还包括第三加权确定器，连接到所述时域-频域转换器以接收从每个所述的接收信号输入转换来的一个或一组所述副载波信号，和配置以确定用于所述一个或所述一组副载波信号的第三组加权。
13.如权利要求1所要求保护的信号处理系统，其中所述第一加权确定器被配置以确定多组所述第一组加权，每组加权用于所述信号的多个子带中的每个子带，所述信号包括多个副载波。
14.如权利要求13所要求保护的信号处理系统，其中所述第二加权确定器被配置以使用所述多组第一组加权来确定多组第二组加权，每组加权用于每个副载波。
15.如权利要求14所要求保护的信号处理系统，其中将每个所述副载波分配给一个所述子带，和其中所述第二加权确定器被配置以使用用于该副载波所分配到的子带的第一组加权来确定所述第二组加权。
16.如权利要求1所要求保护的信号处理系统，其中所述第一加权确定器被配置以确定多组所述第一组加权，这些加权确定多个相应的天线波束方向。
17.如权利要求16所要求保护的信号处理系统，其中所述第二加权确定器被配置以确定多组所述第二组加权，每组加权用于每个所述波束方向。
18.如权利要求17所要求保护的信号处理系统，还包括一个分集处理器和一个连接到所述分集处理器的组合器，所述组合器组合使用所述多组第二组加权的每组加权中的一个加权所加权的所述副载波信号的各种形式。
19.如前面的任一权利要求所要求保护的信号处理系统，其中所述接收信号包括一个OFDM信号，和其中所述转换器被配置以傅立叶变换该接收信号。
20.如权利要求1所要求保护的信号处理系统，其中用一个天线信号处理器替换所述第一加权确定器，所述天线信号处理器被配置以确定一个在天线上接收到的信号的抵达方向，和其中所述第二加权确定器被配置以使用所述抵达方向确定第二组加权。
21.一种为一个自适应天线确定加权的方法，该天线具有多个天线单元，每个天线单元用于接收一个包括多个副载波的信号，该方法包括：
从所述的多个天线单元接收多个信号；
将所述的多个接收信号中的每个信号转换成多个副载波信号；
确定第一组加权，每个加权用于每个接收信号；和
使用所述第一组加权的确定结果来确定至少一组第二组加权，该第二组加权包括用于从每个所述接收的输入信号获得的副载波信号的频域加权。
22.如权利要求21所要求保护的方法，包括确定多组第二组加权，每组第二组加权用于每个副载波信号。
23.如权利要求21或22所要求保护的方法，还包括：
为每个所述接收信号估计一个信道响应；和
使用所述信道响应来确定所述第二组加权。
24.如权利要求21、22或23所要求保护的方法，还包括：
为每个所述副载波信号组合所述副载波信号的一组加权形式，通过将一组所述的第二组加权应用于所述副载波信号的一组形式获得所述副载波信号的该组加权形式，每个形式来自每个所述接收信号。
25.如权利要求21至24中任一权利要求所要求保护的方法，其中所述第一组加权确定至少一个天线波束方向，和其中每组第二组加权为一个所述副载波确定基本上相同的天线波束方向。
26.如权利要求21至24中任一权利要求所要求保护的方法，其中所述第一组加权确定多个天线波束方向，和其中每组第二组加权为一个所述副载波确定基本上相同的多个波束方向。
27.如权利要求21至26中任一权利要求所要求保护的方法，其中所述确定第一组加权包括执行一个确定所述天线的方向性响应的算法。
28.如权利要求27所要求保护的方法，还包括：
为每个所述接收信号确定一个信号与干扰比；和其中所述算法使用所述信号与干扰比确定所述方向性响应。
29.如权利要求28所要求保护的方法，其中通过相关由一个天线单元接收到的一个信号的一部分与第一参考信号和至少部分地与第一参考信号正交的第二参考信号来确定每个所述的信号与干扰比。
30.如权利要求29所要求保护的方法，其中所述第一参考信号包括一组基本上正交的载波。
31.如权利要求30所要求保护的方法，其中使用一个已知的数据序列来调制所述第一参考信号的载波。
32.如权利要求21至31中任一权利要求所要求保护的方法，还包括：
为一个或一组所述副载波信号确定第三组加权。
33.如权利要求21所要求保护的方法，包括确定多组所述第一组加权，每组加权用于所述信号的多个子带中的每个子带，所述信号包括多个副载波。
34.如权利要求33所要求保护的方法，包括使用所述多组第一组加权确定多组第二组加权，每组加权用于每个副载波。
35.如权利要求34所要求保护的方法，其中将每个所述副载波分配给一个所述子带，以及还包括使用用于该副载波所分配到的子带的第一组加权来确定所述第二组加权。
36.如权利要求21所要求保护的方法，包括确定多组所述第一组加权，这些加权确定多个相应的天线波束方向。
37.如权利要求36所要求保护的方法，包括确定多组所述第一组加权，每组加权用于每个所述波束方向。
38.如权利要求37所要求保护的方法，还包括组合使用所述多组第二组加权的每组加权中的一个加权所加权的所述副载波信号的各种形式。
39.如权利要求21至38中任一权利要求所要求保护的方法，其中所述接收信号包括一个OFDM信号，和其中所述转换执行一个傅立叶变换。
40.一种用于一个包括多个天线单元的OFDM天线的自适应波束成形的方法，该方法包括：
在时域内使用第一波束成形算法来确定至少一个天线波束方向；和
计算一组加权以在频域内应用于至少一个副载波的各种形式，该副载波的每种形式由一个相应的天线单元接收；
使用所述的至少一个天线波束方向来计算所述一组加权。
41.一种为用于接收包括多个副载波的正交频分复用OFDM信号的一个阵列天线计算加权的方法，该方法包括：
在时域内确定该OFDM信号在该阵列天线上的抵达方向；
使用所述抵达方向计算至少一组加权，以在频域内应用于该OFDM信号的副载波。
42.如权利要求41所要求保护的方法，
使用所述抵达方向计算多组所述成组的加权，每组用于每个副载波。
43.一种用于一个自适应天线、配置以执行权利要求41或42的方法的处理系统。
44.处理器控制代码，当运行时，实现权利要求1至20中任一权利要求的信号处理系统或权利要求21至42中任一权利要求的方法。
45.一种承载权利要求44的处理器控制代码的载体。
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