CN1496076A

CN1496076A - 数据通信方法，数据发射设备，数据接收设备和数据发射程序

Info

Publication number: CN1496076A
Application number: CNA031272967A
Authority: CN
Inventors: �ɹȿ�֮; 松谷康之
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2002-09-18
Filing date: 2003-09-16
Publication date: 2004-05-12
Also published as: US20040062362A1; EP1401166A1

Abstract

提供一种数据通信方法、一种数据发射设备、一种数据接收设备和一种数据发射程序，其不会引起因为一个1比特噪声成形A/D转换器和使用红外线的开关键控的组合而产生抖动问题。在数据发射设备中，使用一种噪声成形方法把包括话音或音乐的模拟信号或通过数字化这些信号获得的信号转换为由1比特数据流组成的非归零数字信号。对于“1”的转换数字信号，将具有的脉宽小于非归零信号的脉宽并且已被分配一个高电平的归零信号转换为无线电信号并发射这些信号。对于“0”的转换数字信号，将被分配了低电平的归零信号转换为无线电信号并发射这些信号。一个数据接收设备接收这些无线电信号并驱动一个音乐声输出部分以输出音乐声信号。

Description

数据通信方法，数据发射设备，数据接收设备和数据发射程序

发明背景

技术领域

本发明涉及一种小型通信设备，其能够在任何时候装在身上而没有任何不适，并发射和接收例如话音信号的模拟数据。尤其是，本发明涉及系统功耗的降低，该系统把例如话音和音乐的音乐声转换为数字信号，并随后通过红外线等发射它们，而且本发明还涉及通过该系统提高话音传输质量。

背景技术

通常，为了作为数字信号传送模拟信号，例如话音、音乐和其它类型的起伏测量值，需要例如图23中的一种装置。即，在常规的设备中采用一种结构，其中使用一个A/D转换部分81、一个并行-串行转换部分82、一个同步数据附加部分83和一个1比特(1-BIT)发射部分93，经一个1比特通信载体(vehicle)17发射数字数据。使用一个1比特接收部分94、一个时钟恢复部分84、一个串行-并行转换部分85、一个D/A转换部分86、一个扬声器驱动部分15和(在话音信号的情况中)一个扬声器16，将所接收的数字数据输出为话音或音乐。这里，该A/D转换部分81以固定的时间间隔抽样所输入的模拟话音信号(话音信号11)，并输出一个间隔的电压值作为一个大约16-BIT(在下面描述为16比特)二进制码。并行-串行转换部分82把从A/D转换部分81输出的16比特并行二进制码转换为16比特串行数据流。如果A/D转换部分81本身输出串行1比特数据流中的二进制码，就不需要并行-串行部分82。

这里，在图24中示出了一个16比特串行数据流的例子。因为该数据流的D15到D0形成单组数据，所以这些数据必须与相邻组分离开来。因此，由同步数据附加部分83在单组数据的前部和后部附加分隔符，即，同步信号。如标准RS232所示，简单附加同步数据的例子包括一种方法，其中在D15的前部附加指示开始位置的两个比特，而在D0的后部附加指示停止位置的一个比特。另一种方法是其中几项数据被组合到一起形成一个帧，并且指示帧位置的数据被附加在该帧的前部作为一个帧同步信号。由1比特发射部分93对已经附加了同步数据的串行数据流顺序执行各种调制，例如频移键控(FSK)和开关键控，而且经一种例如电磁波的介质把它们发射到一个传输路径上，即发射到用作1比特通信载体17的空间。

在接收测，由1比特接收部分94接收被发射到空间的电磁波等，并使用与发射侧使用的相同的解调格式来解调接收信号。结果，获得了与发射侧上从同步数据附加部分83输出的同样的串行数据流。接着，由时钟恢复部分84识别包含在此串行数据流中的开始位置指示比特和停止位置指示比特，在这些位置指示比特之间的数据D15到D0作为单组数据被输出。接下来，该单组数据由串行-并行转换部分85恢复为16比特并行二进制数据，并且该数据随后被D/A转换部分86转换为模拟信号。之后，如果这些模拟信号是话音信号，例如，它们被输入到由扬声器驱动放大器等形成的扬声器驱动部分15中，并由扬声器驱动部分15驱动扬声器16以获得声音。这里，实现这些部分中每个部分的电路或硬件已经被公开或已经是公用的。

如上面所说明的，一种用于如话音信号的模拟数据的使用数字格式的常规通信装置具有图23所示的结构，因此，具有下面的两个问题。

第一个问题是接收侧的电路尺寸大。为了检测同步比特，需要执行数据处理，例如同步模式的匹配操作等。此外，为了正确接收数据，需要使用例如锁相环(PLL)的同步电路在接收侧根据所接收的数据建立与发送方的时钟同步的时钟。由此，一个例如PLL电路或同步信号模式匹配电路的定时同步电路就变得必要。另外，因为需要D/A转换器来把二进制数据转换为模拟信号，因此增大了接收侧的电路尺寸并且也增加了其功耗。

第二个问题是需要精确的时钟恢复和同步定时抽取。在这种类型的数据通信系统中，发射侧的时钟必须与接收侧的时钟完全同步。如果这些时钟即使轻微失谐，那么，在某一点上，就会产生例如抽样重复或数据遗漏那样的数据重复或遗漏，引起数据误差产生。即使时钟完全同步，如果在同步模式的识别中有误差，从单个组的路径中接收该组的数据，此数据也是数据误差。

这样，在一种常规的通信系统中，需要把二进制数据处理为单组数据，并且包括用于此的同步保护等等的时钟恢复部分也带来了增加的电路尺寸以及误差产生。为了克服这个，通常，通过提高时钟恢复部分的性能来防止误差产生。

为了在例如话音的模拟信号的数字传输中解决上面说明的问题，并且以更简单的电路结构和较少的误差实现高性能的数据通信，在日本未审查的专利申请、第一次公开号平(Hei)8-37505和平5-130041等中公开了使用噪声成形把话音等转换为单个比特并通过红外线发射它们的技术。

图25示出了在这些公开文献中所披露的数据通信系统的结构。这样的系统由一个对输入话音信号11执行噪声成形的1比特量化部分12、一个红外线发射部分13、一个红外线接收部分14、一个扬声器驱动部分15和一个扬声器16构成。

更详细地，如图26中所示，1比特量化部分12由一个噪声成形A/D转换器21构成；红外线发射部分13由一个红外线发光二极管(LED)23和一个LED驱动器22构成；红外线接收部分14由一个光电二极管24、一个电压比较器25和一个比较电平产生电路26构成；以及扬声器驱动部分15由一个低通滤波器27和一个功率放大器(驱动AMP)28构成。

LED驱动器22通过红外线执行开关键控，包括使LED驱动器22在噪声成形A/D转换器21的输出为“1”时使红外线LED23发光，并且在噪声成形A/D转换器21的输出为“0”时使红外线LED23不发光。结果，如图27A所示，红外线LED23在数据为“1”的光发射定时上发光，在数据为“0”的光发射定时上不发光。此时，如图27B所示，当发射部分和接收部分相距较近并由接收部分接收大量的光时，红外线接收部分14的光电二极管24的输出电压以一个很大的幅值摆动，并且，如图27C所示，当发射部分和接收部分彼此相距较远并由接收部接收少量的光时，输出电压以一个很小的幅值摆动。

此时，为了将电压比较器25所接收的数据准确地确定为“0”或“1”，需要在信号幅度的中间附近设置一个参考电压Vref以作比较。这个参考电压Vref是在比较电平生成电路26中所生成的光电二极管24的输出电压的平均电压。

然而，当将相同的数据在一个延长的时间周期上连续地输入给红外线发射部分13时将出现问题。首先，如果连续地输入“1”，那么所获得的红外线接收部分14的发光二极管24的输出和参考电压Vref之间的关系如图28A中所示。从图28A可以看出，当“1”被连续输入(图中虚线)时参考电压Vref接近Vdd，它是逻辑“1”的电压。相反地，当“0”被连续输入(图中虚线)时参考电压Vref接近0V，它是逻辑“0”的电压。

因此，当数据“01”在定时t101被输入时，之后图28A中电压比较器25检测数据“1”的定时(即，定时t103)与图28B中检测的定时(即，定时t102)并不匹配。因此，从电压比较器25输出的脉冲宽度在图28B中与图28A中并不相同，导致产生如图28C中所示的抖动。注意，在图28C中，实线表示在图28A情况中从电压比较器输出的电压波形，而虚线表示在图28B情况中从电压比较器输出的电压波形。

通常，在噪声成形A/D转换器中，并不在一个延长的时间周期上连续地生成相同的数据，并且即使在一个延长的时间周期上连续地生成相同的数据，使用普通电话的质量进行话音传输也没有问题。然而，在高质量信号的传输中，例如在高保真度音频系统等中，抖动就成为噪声并使信号质量恶化。因为这个，在日本未审查的专利申请、第一次公开号平8-37505和平5-130041等中所公开的利用红外线的开关键控和1比特噪声成形A/D转换器的组合就有问题，那就是虽然话音信号传输是可能的，但是高质量的音乐信号等的传输是不可能的。

然而，在通信领域中，使用曼彻斯特码来解决上面说明的问题。如图29A和29B所示，在曼彻斯特码中，对于逻辑值“1”，因为对于发射的前半部分定时输入高电平信号，就从光发射二极管中发射光，而对于发射的后半部分的定时，随着低电平信号的输入，就不从光发射二极管中发射光。对于逻辑值“0”，因为对于发射前半部分的定时输入低电平，不从光发射二极管发射光，而对于发射后半部分的定时，随着高电平信号的输入，从光发射二极管中发射光。通过采用该系统，就能获得如图29C所示的输出作为光电二极管的输出。由于光电接收二极管输出的低电平周期和高电平周期对于逻辑值“1”和逻辑值“0”都相同，不仅在相同的码(“0”或“1”)是连续时，而且即使在同样的码不连续时，参考电压Vref也总是Vref＝Vdd/2并且也不会产生前面提到的抖动。

然而，使用噪声成形转换的码的话音传输基于一个处理，其中在接收侧，对于“1”获得一个高电平而对于“0”获得一个低电平，并且对于这样获得的信号执行滤波器处理以提供一个话音信号。因此，如图29C所示的波形被作为话音传输的结果接收而结束，以至于不可能重现(reproduce)原始话音。即，由于如图29C所示的信号作为直接电流信号而结束，因此即使它们通过一个低通滤波器，声音也不能重现。因此，需要通过在接收侧使用一个解码器执行一个解码处理把它们转换为前面描述的信号(参见图28C)。

因此，使用噪声成形通过话音开关键控执行传输的常规技术有缺点，即由于接收信号的波形中产生的抖动而使传输质量恶化。此外，如果一项例如曼彻斯特编码那样在连续出现相同码时抑制产生抖动的技术和上面的技术一起在无线电通信等中所使用时也产生缺点，因为在接收侧需要一个解码器，并且接收侧的电路尺寸和功耗量都增加了。

发明内容

本发明是考虑到前面的缺点而设计的并且其目的是为了提供一种数据通信方法、一种数据发射设备、数据接收设备和一种数据发射程序，提供一种解决由于常规的1比特噪声成形A/D转换器和使用红外线的开关键控的组合所产生的抖动问题的方法，而不会带来接收侧上电路尺寸或功耗的增加。

为了解决上面的问题，本发明的数据通信方法是：其中，在一个发射侧，使用一种噪声成形方法把包括话音或音乐的模拟信号或通过数字化话音或音乐获得的数字信号转换为由1比特数据流组成的非归零数字信号；在该发射侧，对于转换数字信号“1”使用一个高电平并且对于转换数字信号“0”使用一个低电平，而且，当使用高电平时把转换的数字信号转换为具有一个脉宽小于非归零信号脉宽的归零信号并且接着输出归零信号，当使用低电平时以低电平原样输出转换的数字信号；在该发射侧，作为无线电信号发射该输出信号；在一个接收侧，从发射侧接收无线电信号；在接收侧，利用从接收信号获得的电信号驱动一个音乐声输出部分，以便把电信号转换为音乐声信号。

本发明的数据发射设备包括：一个1比特转换部分，它使用一种噪声成形方法把包括话音或音乐的模拟信号或通过数字化话音或音乐获得的数字信号转换为由1比特数据流组成的非归零数字信号；一个归零部分，对于转换数字信号“1”，它使用一个高电平，并且对于转换数字信号“0”，使用一个低电平，而且，对于高电平，它把转换数字信号转换为具有一个脉宽小于非归零信号脉宽的归零信号并且接着输出归零信号，对于低电平，以低电平原样输出转换数字信号；以及一个把归零数字信号作为无线电信号输出的无线电发射部分。

本发明的数据接收设备包括：一个无线电接收部分，它经无线电接收通过把包括话音或音乐的模拟信号或通过数字化话音或音乐获得的数字信号转换为由1比特数据流组成的数字信号所获得的归零数字信号，其中对于逻辑值“0”分配一个低电平，而对于逻辑值“1”分配一个具有脉宽小于非归零信号脉宽的高电平；一个把电信号转换为音乐声信号的音乐声输出部分；和一个驱动部分，它基于由无线电接收部分接收的归零数字信号产生归零驱动信号作为电信号来驱动音乐声输出部分。

如上面所描述的，在常规技术中，其中已经噪声成形的1比特数据通过红外线的开关键控发射和接收，因此抖动的出现是不可避免的，但是，由于使用本发明，极大降低抖动成为可能，通过使用红外线等等使高质量话音传输成为可能，并且与常规技术相比也能获得功耗的巨大降低。

在上面的数据发射设备中，无线电发射部分可以是红外线发射部分，它可以根据作为一个数字红外线通信标准的Fast IrDA物理层(FIR)的物理层来发射归零数字信号。在上面的数据接收设备中，无线电接收部分可以是一个红外线接收部分，它根据FIR的物理层通过无线电接收归零数字信号。因此，通过简单地使用红外线发射和接收部分(例如IrDA发射机和接收机)作为无线电发射和接收部分，通过使用IrDA接收机中的标准化滤波器有可能去除来自根据除了IrDA-FIR之外的标准通信的其他装置的信号。这使由于其它装置的干扰引起的故障被事先防止。

在上面的数据发射设备中，归零部分可以使高电平的归零信号的脉宽在非归零信号脉宽的5％或以上和小于非归零信号脉宽的40％之间。结果，可以获得更好的噪声抑制效果。

在上面的数据接收设备中，可以进一步提供一个脉宽扩展部分，它把具有一个脉宽小于高电平非归零信号的100％脉宽的高电平驱动信号的脉宽扩展为非归零信号的100％脉宽或接近非归零信号的100％脉宽，并然后把它们输出给驱动部分。通过采用这样的结构，从数据发射设备发射到数据接收设备的高电平非归零信号的脉宽可以做得更小以降低抖动，而同时，通过扩展加宽数据接收部分中接收的归零信号的脉宽，由于增大了例如扬声器那样的音乐声输出部分的驱动信号值的幅度值，因此能够获得更大的声压。

在上面的数据接收设备中，进一步可以提供一个滤波器部分，它具有一个去除包含在驱动信号中的DC成分的高通滤波器和一个去除包含在驱动信号中的话音信号成分附近的成形噪声信号成分的低通滤波器。通过采用这种结构，可能去除DC成分并将功耗降低到一个极小量。此外，可能去除由于分布在话音信号成分附近的成形量化噪声引起的影响。

本发明的数据发射程序包括：一个零插入功能，其中对于通过对包括话音或音乐的模拟信号或通过数字化话音或音乐获得的数字信号执行噪声成形处理而获得的1比特数据流中的每个比特插入代表“0”数据的p(这里p是一个自然数)个数据；和一个发射功能，其中，通过将其中以噪声成形处理所使用的噪声成形频率的(p+1)倍的速度插入“0”的1比特数据流发送给一个无线电发射部分来发射归零数字信号，在这些归零数字信号中高电平的脉宽是非归零信号的脉宽的{100/(p+1)}％。通过采用这种结构，通过使用在装备有一个无线电发射部分(例如，IrDA发射机)的计算机(例如个人计算机)上运行的软件有可能获得一个数据发射设备而不必提供专门的硬件。

附图说明

图1是一个表示根据本发明的第一实施例的数据通信系统的结构的框图。

图2A到图2B表示根据本发明的第一实施例的数据通信系统的操作。图2A是一个从1比特量化部分输出的信号的电压波形；图2B是从一个归零部分内部产生的时钟的电压波形；图2C是通过获得图2A所示的信号波形和图2B所示的信号波形的逻辑积而获得的从归零部分输出的信号的电压波形；图2D是在发射部分内的发光二极管的光发射定时；以及图2D是从接收部分内的光电二极管输出的信号的电压波形。

图3A到图3C表示当同一数据被连续输入到本发明第一实施例中的数据通信系统时光接收部分的操作。图3A是表示当“1”被连续输入时参考电压Vref的变动的波形图；图3B是表示当“0”被连续输入时参考电压Vref的变动的波形图；图3C是从接收部分内的电压比较器输出的信号的电压波形图。

图4是表示根据本发明的第二实施例的数据通信系统结构的框图。

图5是表示根据本发明的第三实施例的数据通信系统结构的框图。

图6是表示图5所示的脉宽扩展部分的一个特定例子的电路图。

图7是表示图6所示的电路工作的波形图。

图8是表示根据本发明的第四实施例的数据通信系统结构的框图。

图9A是表示图8所示的归零电路的第一特定结构例子的电路图。

图9B是表示图9A所示的电路工作的波形图。

图10是表示使用图8所示的归零电路的第二特定结构例子的数据发射设备的结构的框图。

图11是表示从图10所示的电路输出的信号波形的波形图。

图12A是表示前面的归零电路的第二特定结构例子的电路图。

图12B是表示图12A所示的电路工作的波形图。

图13是表示当图8中所示的由缓冲器和反相器组成的电路由三个反相器组成时的结构的电路图。

图14是表示根据本发明的第四实施例的数据通信系统中的微分(differential)低通滤波器和微分高通滤波器的结构的电路图。

图15是通过一个噪声成形A/D转换器和一个归零电路的输出信号的功率谱的例子。

图16是表示根据本发明的第五实施例的数据通信系统中的微分低通滤波器和微分高通滤波器的另一例子的结构电路图。

图17是表示当扬声器驱动部分利用三个反相器实现并且利用微分驱动时根据本发明的第六实施例的数据通信系统的结构框图。

图18是表示当执行微分驱动的扬声器驱动部分利用一个反相器实现时根据本发明的第六实施例的数据通信系统的另一例子的结构框图。

图19是表示根据本发明的第八实施例的数据通信系统中在数据发射设备侧上的结构的框图。

图20是表示根据本发明的第八实施例的数据通信系统中在数据发射设备侧上的另一结构例子的框图。

图21是表示根据本发明的第九实施例的数据通信系统的结构框图。

图22是表示根据本发明的第十实施例的数据通信系统的结构框图。

图23是表示常规的模拟数据发射和接收系统的方框图。

图24是表示并行数据流的一个例子的数据结构图。

图25是表示通过改进图23中所示的常规模拟数据发射和接收系统而获得的常规数据系统结构的一个结构例子的框图。

图26是表示图25中所示的数据通信系统的一个特定结构例子的框图。

图27A到27C表示图26所示的红外线LED和光电二极管的工作。图27A表示红外线LED的光发射定时；图27B表示当接收强光时光电二极管的输出电压；以及图27C表示当接收弱光时光点二极管的输出电压。

图28A到28C表示当同一数据被连续输入到图26所示的常规数据通信系统时光接收部分的工作。图28A是表示当“1”被连续输入时参考电压Vref变动的电压波形图；图28B是表示当“0”被连续输入时参考电压Vref变动的电压波形图；以及图28C是图26所示的电压比较器的输出电压波形。

图29A到29C表示当使用曼彻斯特码时发光二极管和光电二极管的工作。图29A是表示输入到发光二极管的输入电压的波形图；图29B表示发光二极管的光发射定时；以及图29C是表示光电二极管的输出电压的波形图。

具体实施方式

本发明的各个实施例现将参照附图进行描述。

(第一实施例)

图1是根据本发明的第一实施例的一个数据通信系统的结构框图。在该数据通信系统中，经一个当作传输路径(通信载体)的空间60放置一个数据发射设备和一个数据接收设备。即，数据发射设备由一个1比特量化部分61、一个归零部分62和一个发射部分63组成，而数据接收设备由一个接收部分64、一个扬声器驱动部分65和一个扬声器16组成。

1比特量化部分61把话音信号11转换为脉冲压缩波以使话音作为空气压缩波通过空气传播。即，当话音信号11的电平升高时输出脉冲串变得更密集，并当话音信号11的电平降低时变得更稀疏。这些脉冲串与正常的串行数据流一样，然而它们并不象图24所示的那样作为几个比特中的一组数据串行出现，而是由数据独立的各个项组成数据。因此，不需要如参照图24所描述的那样附加表示一组数据的前面位置的同步数据。

由于使用一种噪声成形方法已经被转换的输出数据初始为1比特，因此就不需要并行-串行转换部分。因此，也不需要在接收侧同步模式的时钟提取，从而也就不需要不必要的时钟恢复的各种计算处理和接收数据的时钟恢复。

此外，由于接收数据流具有一个用作恒定幅度的脉冲压缩波的波形，如果扬声器16由一个扬声器驱动器部分65例如有这种状态下的波形的低阻抗驱动器驱动，那么包括扬声器16的话音信号重现电路作为一个低通滤波器工作并且在这种情况下话音信号重现成为可能。即使扬声器驱动部分是一个低通滤波器或一个高通滤波器或具有包括它们两个的结构，也能获得同样的功能。

注意，在本实施例中，红外线被用作一种用于1比特量化串行数据流的通信格式。这里，倘若使用红外线数字通信单元，那么可以使用各种类型的装置作为发射部分63和接收部分64。因此，发射部分63和接收部分64可以具有如图26所示的红外发射部分13和红外接收部分14那样的结构。扬声器驱动部分65也可以具有如图26所示的扬声器驱动部分15那样的结构。

例如话音或音乐的模拟信号或例如数字化话音或音乐的数字信号作为话音信号11被输入到1比特量化部分61。1比特量化部分61使用一种噪声成形方法把输入的模拟信号或数字信号转换为1比特数据流的数字信号(脉冲压缩波)。对于这些已经被转换为1比特数据流的数字信号，高电平输出被作为逻辑值“1”，低电平输出被作为逻辑值“0”。注意，从1比特量化部分61输出的信号是非归零(NRZ)信号。

当从1比特量化部分61输出的非归零信号是高电平信号时，归零部分62把它们转换为具有例如10％或更多并小于90％脉宽的归零(RZ)信号。当从1比特量化部分61输出的非归零信号是低电平信号时，归零部分62原样输出所输入的非归零信号。发射部分63通过红外线把从归零部分62输出的信号输出到空间60中。接收部分64经空间60接收从发射部分63输出的红外线信号。由接收部分64接收的信号被输入到驱动扬声器16的扬声器驱动部分65，扬声器16由从扬声器驱动部分65的输出驱动。

这样，在本实施例和在日本未审查的专利申请、第一次公开号平8-37505与平5-130041中所公开的技术之间的主要区别是本实施例装备有归零部分62。

接着，将给出图1所示的数据通信系统中每个电路工作的更详细的描述。如果如图2A所示，使用1比特量化部分61通过量化话音信号11所获得的值为“10111”，那么与图27B中所示相类似的图2A的输出波形被从1比特量化部分61中输出。注意，图2A到2C和2E中竖轴是电压而横轴是时间。

如图2B所示，归零部分62内部产生其占空比为10％或以上并小于90％的时钟，并且获得这些时钟与1比特量化部分61的输出波形的逻辑积。结果，从归零部分62获得图2C所示的波形。如下面所述，通过使用一个二输入AND电路可以容易地获得逻辑积。从归零部分62输出的信号被输入到发射部分63，并且把红外线发射到空中60的发射部分63内的发光二极管根据如图2D所示的发射定时处的输出信号发射光。

如图2E所示，当数据接收设备中的接收部分64内的光电二极管接收这些红外线时，作为光电二极管的输出获得与如图2C所示的数据发射设备方波形相同的输出信号。接着，这些输出信号被输入到扬声器驱动部分65并且通过受扬声器驱动部分65的输出驱动的扬声器16重现话音信号。

图3A到3C表示在本实施例中执行如图28A到28C所示的同样操作时，参考电压Vref和接收部分64内的光电二极管的输出之间的关系以及从接收部分64内的电压比较器输出的电压波形。注意图3A到3C中，竖轴是电压而横轴是时间。如图28C同样的方式，在图3C中所示的实线表示当如图3A所示连续输入“1”时从接收部分64内的电压比较器输出的电压波形。图3C所示的虚线表示当如图3B所示连续输入“0”时从接收部分64内的电压比较器输出的电压波形。

在本实施例中，由于在光接收侧的脉宽比如图3A所示连续输入“1”时的常规情况窄，因此如图3A虚线所示，等于光电二极管输出电压平均值的参考电压Vref小于图28A所示的参考电压。相反，当如图3B所示连续输入“0”时，如图3B虚线所示，参考电压Vref等于图28B所示的参考电压。由此可知，在本实施例中，连续输入“1”时参考电压Vref与连续输入“0”时的参考电压间的差小于常规情况。结果，当“01”数据以如图28A到28C所示的同样方式随后被输入时，当由电压比较器检测到“1”时的定时差就减小了，并可能大大降低抖动。

如上所述，在所描述的用于常规技术的系统中，由于不可能使用现有的用于抖动抑制的编码技术例如曼彻斯特编码来发射1比特量化信号，因此产生了抖动。相反地，在本实施例中，通过使用归零部分，抖动被抑制了并且高质量话音传输也是可能的。这就是本实施例和常规技术的主要区别。

(第二实施例)

在根据本发明第二实施例的数据通信系统中，第一实施例中所描述的发射部分63和接收部分64按照fast IrDA物理层(FIR)通信，其中FIR是数字数据红外线通信标准IrDA的物理层。

图4是表示根据本实施例的一个数据通信系统的结构框图并且与图1(即，第一实施例)所示的同样组成元件用同样的参考标记。在图4中，发射部分63和接收部分64分别由一个IrDA发射机和一个IrDA接收机92构成。除了使用IrDA-FIR之外，根据本实施例的数据通信系统的操作与根据第一实施例的数据通信系统的操作相同，因此，在此省略其描述。

作为Ir-FIR的物理层，发射峰值波长规定在870nm，辐射强度规定在100mW/sr，并且传输速度规定在1Mb/s到4Mb/s。然而，在本实施例中，以1Mb/s或更低速度传输也是可能的。IrDA-FIR是高速红外线数据传输格式，其作为IrDA1.1在近些年在个人计算机和个人数字助理(PDA)之间的红外线通信中被广泛使用。如在下面描述的第八实施例中所示，它具有可以由一个个人计算机代替IrDA发射机91或IrDA接收机92的优点。

当一个IrDA发射机和接收机被用于如本实施例中的数据通信系统内的发射和接收部分时，将获得下面的优点。在第一实施例中描述的接收部分64可能接收从不是数据通信系统的其它装置发射的信号。因此，如果从另一个装置接收高电平信号而发射部分63正发射一个低电平信号，则这有可能引起故障。特别地，由于在本发明的每个实施例中在数据发射设备和数据接收设备之间传输归零信号，与非归零信号相比，低电平周期较长，并且极有可能接收非其它装置的信号。

这里，作为用于IrDA物理层的标准，除了前面提到有1Mb/s到4Mb/s传输速度的FIR之外，还有具有2.4kb/s到115.2kb/s传输速度的SIR和具有567kb/s到1.152Mb/s传输速度的MIR。因此，在IrDA标准中，规定了把滤波器构造到每个装置的接收部分中以使使用FIR的装置、使用SIR的装置和使用MIR的装置可以一起存在。结果，通过确保不接收除了每个装置使用的传输速度之外的信号，可以防止干扰。

由于IrDA接收机92被用作本实施例中的接收部分64，因此使用包含在IrDA接收机92中的滤波器去除除了1Mb/s到4Mb/s传输速度之外的信号是可能的。因此，IrDA接收机92不受从其它装置例如电视或音频装置的遥控所发射的红外线的影响。此外，因为IrDA发射和接收单元这些年已经不断缩小，因此数据发射设备和数据接收设备尺寸都在做小。另外，在IrDA中，拒绝具有100％占空比的数据，但是，在本发明的每个实施例中，通过在图1所示的发射部分63的前部提供归零电路，非归零信号被转换为归零信号并且输出到发射部分63。因此，如本实施例中，无论何时使用发射部分63执行基于IrDA通信，都不必添加除了IrDA发射机之外的专门电路等来实现发射部分63。

注意，最好以IrDA接收机中同样的方式在接收部分64内提供一个滤波器，即使使用除了IrDA发射机或接收机之外的装置用作发射或接收部分。

(第三实施例)

图5是表示根据本发明第三实施例的一个数据通信系统的结构框图。与图1(即，第一实施例)中出现的同样的组成元件给出同样的参考标记。在本实施例中，在如图1所示结构的接收部分64和扬声器驱动部分65之间放置一个脉宽扩展部分101。通过使用脉宽扩展部分101，扩展已经被归零部分62缩窄的脉宽以致被转换为具有像原始非归零信号的100％占空比或具有接近100占空比波形的波形。这些信号则具有与1比特量化部分61的输出相同的波形。采用这种结构的优点在下面描述。

例如，如果从1比特量化部分61输出的非归零信号通过归零部分62转换为具有50％占空比的归零信号，当接收部分64的输出通过包含在扬声器驱动部分65内的低通滤波器时获得的信号幅度值是占空比为100％时获得的幅度值的一半。结果，从扬声器16输出的话音信号的声压被削弱6dB。由于这个原因，在本实施例中，除了归零部分62之外还提供脉宽扩展部分101，通过由归零电路62降低传输脉冲信号的占空比能够减少抖动。同时，输入到扬声器驱动部分65的信号的脉宽被脉宽扩展部分101扩展，从而允许获得最大的话音信号声压。

图6是表示脉宽扩展部分101的一个特定例子的电路图。现在参照图7中的波形图在下面描述图6中所示的电路的操作。注意，图7中，竖轴是电压，横轴是时间，实线是提供给图6中所示的输入端111的输入In(即，来自接收部分64的输出)的电压波形，虚线是从图6中所示的输出端113输出到扬声器驱动部分65的输出Out的电压波形，以及长-短虚线是图6中点A处的电压波形。

如图7所示，作为初始状态，在定时t30输入In为低电平，在点A的电势为高电平，而输出Out为低电平。在这种状态下，电容器115通过一个电阻器114由一个加到电源端111的电源电压Vdd充电，这样在电容器115中积累电荷。当在定时t31处输入In变为高电平时，一个NMOS晶体管116被导通，从而存储在电容器115中的电荷被放电。在定时t32处，点A上的电势变为GND电平，并且输出Out变为高电平。接着，在定时t33，输入In变为低电平并且NMOS晶体管116被断开。根据由电容器115和电阻器114组成的CR电路的时间常数，电容器115随后继续被充电，这样在点A的电势继续升高。在定时t34，当点A处的电势超过反相器117的门限值时，输出Out变为一个低电平。这时，如果调整CR电路的时间常数，就能实现脉宽扩展部分101，以使输出Out的脉宽B像从1比特量化部分61输出的信号一样占空比是100％。

(第四实施例)

图8是根据本发明的第四实施例的一个数据通信系统的结构的框图。与图1(即，第一实施例)和图4(即，第二实施例)中出现的同样组成元件给出同样的参考标记。在本实施例中，除了图1中描述的扬声器16之外的组成元件被形成到具体电路中。即，在图8中，一个噪声成形A/D转换器131、一个归零电路132、IrDA发射机91(见图4)和IrDA接收机93(见图4)被分别用作图1所示的1比特量化部分61、归零部分62、发射部分63和接收部分64的具体组成例子。在图8中，图1的扬声器驱动部分65通过一个缓冲器135、一个反相器136、一个微分低通滤波器137和一个微分高通滤波器138实现。

噪声成形A/D转换器131使用一种噪声成形方法把例如话音或音乐的模拟话音信号11转换为数字的1比特数据流。

例如可以通过图9A所示的电路实现归零电路132。在这种情况中归零电路132中的每一部分的电压波形如图9B所示。

在图9A所示的结构中，从归零电路132输出的归零信号的脉宽由一个RC时间常数来确定。作为初始状态，供给一个输入端140的输入In为低电平。结果，由于一个PMOS晶体管141被导通，因此在点A处的电势变为高电平，在点B处的电势经反相器144和145也变为高电平。由于输入In此时为低电平，因此从AND电路146输出到输出端147的输出Out是低电平。

接着，当输入In在定时t40变为高电平时，由于在点B处的电势此时为高电平，因此AND电路146输出一个高电平作为输出Out。此外，由于输入In是高电平，PMOS晶体管141被断开，电容器143通过由电阻器142和电容器143组成的RC电路的时间常数进行充电，在点A处的电势逐渐降低。当点A处的电势在定时t41低于反相器144的门限值，从反相器144的输出变为高电平而在点B处从反相器145输出的电势变为低电平。结果，输出Out恢复为低电平。接着，当输入In在定时t42变为低电平时，执行如初始状态中描述的同样操作并且恢复为与初始状态同样的状态。

作为选择，可以采用如图10所示的结构。在这种情况中，通过使用AND电路152获得从1比特量化部分输出的1比特数据流和时钟信号101的逻辑积，当具有如图2B所示的波形的时钟信号是高电平时，从1比特量化部分61的数据值照原样通过。当时钟信号101是低电平时，不管从1比特量化部分61的输出如何，总是输出“0”。结果，如图11所示，甚至在具有100％占空比(例如，NRZ信号)的信号到达时，也可能把输入的数据流的占空比变为50％占空比。

注意，如图12A所示，通过例如一个脉冲产生电路151可以产生时钟信号101，并且这种情况中图12A中的每一部分中的电压波形如图12B中所示。在图12A所示的归零电路中，输出Out的脉宽由脉冲产生电路151产生的时钟信号的脉宽来确定。即，从噪声成形A/D转换器131来的输入In从定时t45到定时t48都是高电平，并且脉冲产生电路151从定时t46到定时t47输出高电平直到点C。因此，输出到IrDA发射机的输出Out从定时t46到定时t47是高电平。

微分低通滤波器137和微分高通滤波器138都用于处理话音和音乐波段(即，可闻波段)并且其中的具体结构和操作进一步在第五实施例中描述。

接着，将描述图8所示的数据通信系统的操作。话音信号11被输入到噪声成形A/D转换器131中。噪声成形A/D转换器131把话音信号11转换为1比特数据流的非归零数字信号并把这些信号输出。1比特数据流的这些非归零信号被输入到归零电路132，在那里它们被转换为归零信号。此归零电路132的输出被输入到IrDA发射机91中，并且IrDA发射机91按照IrDA-FIR发射具有870nm波长的红外线。如上所述，符合例如IrDA 1.1等标准的IrDA发射和接收单元能够用作IrDA发射机91，并且以与IrDA发射机91同样的方式由符合例如IrDA1.1等标准的IrDA接收机92接收所发射的红外线。IrDA接收机92的接收输出被输入到缓冲器135和反相器136中并且被转换为微分信号。从缓冲器135和反相器136的输出接着被输入到微分低通滤波器137并且去除成形量化噪声(下面详细描述)。微分低通滤波器137的输出被输入到微分高通滤波器138中并且除去脉冲频率信号成分(下面详细描述)。微分高通滤波器138的输出接着被输入到扬声器16并从扬声器16输出话音信号。

如图13所示，缓冲器135和反相器136由三个反相器162、163和164组成。在这些反相器中，反相器162和反相器163相应于图8中所示的缓冲器135，反相器164相应于图8中所示的反相器136。

此外，即使图8中的微分低通滤波器137和微分高通滤波器138被代替，也可以获得如图8所示的同样操作。

(第五实施例)

本实施例是图8(即，第四实施例)中所示的微分低通滤波器137和微分高通滤波器138的具体结构例子。图14是表示根据本发明的第五实施例的微分低通滤波器137和微分高通滤波器138的结构电路框图。

如图14所示，一个电阻器171A、一个线圈172A和一个电容器173A串行连接在一个微分输入端170A和一个微分输出端174A之间。一个电阻器171B、一个线圈172B和一个电容器173B串行连接在一个微分输入端170B和一个微分输出端174B之间。一个电容器175被放置在线圈172A和电容器173A的连接点以及线圈172B和电容器173B的连接点之间。一个电阻器被放置在微分输出端174A和GND之间，一个电容器176B被连接在微分输出端1743和GND(地)之间。

高通滤波器和低通滤波器电路使用R、L和C元件，并且通过把它应用到根据本发明每个实施的数据接收设备中，将会清楚表示出下面描述的不能从常规技术中获得的特殊效果。

如图15所示，由噪声成形A/D转换器131和归零电路132转换的话音信号11的波形具有一个话音信号成分、一个成形噪声信号成分和一个脉冲频率信号成分作为频谱组分。在这些信号成分中，脉冲频率信号成分的功率比其它信号成分的功率大一个数字位，因为脉冲频率信号成分不包含话音信号成分，因此如果它被假定为功率那么它最终成为电抗性功率。由此，在本实施例中，插入了线圈172A和线圈172B制成的电感部件。因为脉冲频率信号成分的频带是几MHz，包括电感的阻抗在频带中极大。因此，在这个频带中，通过线圈172A和线圈172B操作使电流不流过，该脉冲频率信号成分的功耗极小。

然而，如前所述，仅使用一个基于电感的滤波器从分布在一个大于并包括话音信号成分附近的较大区域中的成形量化噪声(在图1中的成形噪声信号成分)中去除，尤其是，话音信号成分附近的部分是困难的。这是因为由线圈172A和电容器175组成的滤波器的衰减表达为1/(4π²f²LC)并且与f²成比例(其中f是频率，L是线圈172A的电感，并且C是电容器175的电容)。因此，在本发明中，为了去除在话音信号成分附近的成形噪声信号成分，由电阻器171A和171B以及电容器175组成一个RC低通滤波器。

电阻器171A和电阻器171B均和线圈172A和线圈172B串联，并且从微分输入端170A和170B看上去被设置在电容器175之前。因此，在电阻器171A和电阻器171B中流过的脉冲频率信号成分的电流被线圈172A和线圈172B限制在一个极小量，在电阻器171A和电阻器171B中脉冲频率信号成分没有消耗功率。相反的，如果由缓冲器135和反相器136组成的扬声器驱动部分65，与第四实施例中的情况相同，则当IrDA接收器92没有接收光线时，缓冲器135的输出是电源电平而反相器136的输出是GND电平。

这里，因为通常使用的动态型扬声器相当于电感部件，它们对于直流表现出极低的阻抗。此外，由于线圈172A和线圈172B对直流也表现出低阻抗，那么当IrDA接收机92没有接收信号时，在扬声器16以及组成扬声器驱动部分的缓冲器135和反相器136中就终止较大直流的流过。因此，在本实施例中，为了阻止直流流过，由电容器173A和电容器173B以及由电阻器176A和电阻器176A组成一个高通滤波器。

这样，当经过噪声成形和归零处理的信号被供给缓冲器135和反相器136来驱动扬声器16时，通过在扬声器驱动部分和扬声器16之间插入一个例如前面所述的滤波器，功率可以比在正常电路中插入一个LRC滤波器时降低一个极大量。

注意，在图14中，如果使用具有高电感并且在低频范围内具有与电阻器171A和171B相同的阻抗的线圈172A和172B代替提供电阻器172A和172B，可以获得相同的效果。

此外，图16中表示通过替换图8中的微分低通滤波器137和微分高通滤波器138获得的一个特殊电路。注意，在图16中，对于与图14中相同的组成元件给出同样的参考标记。从图16清楚看出，由电容器173A和电容器173B以及由电阻器176A和电阻器176B组成的一个微分高通滤波器放置在微分输入端170A和170B侧，由电阻器171A和电阻器171B以及由线圈172A和线圈172B组成的一个微分高通滤波器放置在微分输出端174A和174B侧。

(第六实施例)

如在第五实施例所述，希望微分低通滤波器137和微分高通滤波器138位于扬声器16Z的前面，然而，本发明不限制于这个结构。

例如，插入一个由一个电容器和一个电阻器或线圈组成的具有不同于图14和16中的结构的低通滤波器或高通滤波器，或在扬声器驱动部分65和扬声器16之间插入一个高通滤波器和一个低通滤波器也是可能的。

作为替换，如图17所示，省略低通滤波器或高通滤波器以及把具有如图13所示的结构的扬声器驱动部分65例如直接连接到扬声器16也是可能的。结果，使用一个极简单的结构，例如三个反相器微分驱动具有低输入阻抗的扬声器16也成为可能。

在前面描述中，扬声器16被微分驱动，然而，本发明并不限制于这个结构，如图18所示，例如仅使用一个反相器261也可能组成扬声驱动部分65。在这种情况中，如果仅由从接收部分64输出的脉冲串驱动扬声器16是足够的，并且，当驱动一个低输入阻抗的扬声器时，这利用一个反相器来做极为简单。

(第七实施例)

在第一实施例中，从归零部分62输出的归零信号的占空比是10％或以上并小于90％，然而，占空比并不限定于该范围，并且理论上，占空比是除了0％和100％之外的任何值。

然而，从功耗的观点看，从归零部分62或归零电路132输出的信号的占空比做得尽可能小并且被限定在例如10％或以上并且50％或更少是最佳的。这就允许在IrDA发射机91内提供的发光二极管的驱动功率被大大降低。当前，为了以几十毫瓦操作噪声成形A/D转换器131和归零电路132，如果使用一个IrDA1.1标准红外线发射器发射100％占空比的红外线，就需要1W或更多的功耗。因此，例如，如果从归零电路132输出的信号的占空比被设置在25％，就可能把红外线发射器的功耗降低到四分之一，即，250mW。这是通过在上面的每个实施例中使用归零部分或归零电路获得的一个主要特点，这不能从常规技术获得。

此外从噪声特性的观点看，通过使从归零部分62或归零电路132输出的信号的占空比小于40％，可以获得甚至更好的噪声抑制效果。因此，最好占空比是5％或更多并小于40％。

此外，从电路设计的观点看，如果占空比是{(m/2ⁿ)×100}％(其中m和n是自然数，并符合m＜2ⁿ)，例如75％，50％，或25％，将会很方便。

(第八实施例)

在本实施例中，因为IrDA标准红外线发射机和接收机被装在一个普通个人计算机或小型PDA等中，图1(即，第一实施例)所示的1比特量化部分16和归零部分62通过应用软件实现，通过装在个人计算机中起着发射部分63功能的IrDA发射机来完成传输。图19是表示根据本实施例的数据通信系统的数据发射设备的结构框图。注意，数据接收设备的结构与前面所描述的每个实施例都相同。

一个个人计算机190具有一个通过把存储在内部存储器或例如光盘的存储介质上的话音或音乐数字化所获得的话音文件191；一个读取存储在话音文件191中的数字信号并且使用一个软件程序执行噪声成形处理的1比特量化程序192；一个对已经经过噪声成形处理的1比特数据流的每个比特插入代表“0”的数据的零插入程序193；和一个如图8所示的IrDA发射机91。特殊地，零插入程序193在1比特数据流的每个比特前面插入代表“0”的数据。可选择地，零插入程序193在1比特数据流的每个比特之后插入代表“0”的数据。已经由零插入程序193处理过的输出信号从IrDA发射机91中以两倍于噪声成形频率的速度输出。结果，可能根据FIR从IrDA发射机91中输出已经经过噪声成形处理并具有50％占空比的1比特数据流。

通过采用根据本实施例的结构，由于可能使通信物理层与装在个人计算机中的IrDA统一，因此使用在个人计算机上操作的软件而不用增加I/O装置来实现一个数据发射设备。即，通过简单在个人计算机上安装具有前面所述功能的应用软件可能形成数据发射设备而不必提供专门的硬件。

注意在图19中，零插入程序193的输出被直接提供给IrDA发射机91，然而，本发明并不限制于该结构。例如，如图20所示，在零插入程序193和IrDA发射机之间提供一个话音文件194以及暂时把已经由零插入程序193处理过的数据存储在话音文件194中也是可能的。存储在声音文件194中的数据然后在一个合适的定时被读取并从IrDA发射机91发射。

此外，在前面描述中，说明了其中占空比为50％的一种情况，但是，如果概括起来并且在输出数据以(p+1)倍于噪声成形频率的速度从IrDA发射机91输出的同时插入p(其中p是自然数)个“0”，则获得{100/(p+1)}％的占空比。因此，通过合理设置p值有可能获得想要的占空比。

此外，在前面描述中，通过软件程序实现1比特量化部分61和归零部分62，但是，对于归零部分62，只利用软件程序来实现也是可能的。

对于1比特量化程序192和/或归零插入程序193可能被记录在一个计算机可读介质上，并且记录在该记录介质上的程序有可能被装载在一个计算机系统上并通过计算机系统来执行。注意，一个计算机系统包括OS和例如外围设备的硬件。

术语“计算机可读介质”指一种可移动的介质，例如一个软盘、一个磁光盘、ROM、一个CD-ROM等等，或指一种存储设备，例如安装在计算机系统中的一个硬盘。“计算机可读介质”也包括可以保存程序一定周期时间的介质，例如计算机系统中的易失存储器(RAM)，在经通信线路例如电话线或例如因特网的网络传输程序时，该计算机系统是一个服务器或一个客户机。

另外，前面的每个程序也可以从具有其上存储程序的存储设备等的计算机系统经传输介质或经传输介质中的传输波传送到另一个计算机系统。这里，传送程序的传输介质是一种具有传送信息功能的介质，例如一个象电话的通信线路和例如因特网的网络。

此外，前面的程序可以被设计为执行前面提到功能的一部分。它们也可以是已知的能结合已经记录在计算机系统上的程序实现这些功能的一个微分文件(微分程序)。

(第九实施例)

在前面描述的每个实施例中，利用一个使用红外线的数据通信系统的例子给出了说明，但是，本发明并不限制于该结构，可能使用光(即，可见光)、紫外线、无线电波和电磁波等等代替红外线。即，如果如图1所示的发射部分63使用一个预定调制格式调制1比特数字数据流而且接着发射光、紫外线、无线电波和电磁波等等到空间等中就足够了。此外，如果如图1所示的接收部分64接收那些被发射到空间等中的光、紫外线、无线电波和电磁波等，并且解调它们来获得1比特数字数据流就足够了。

图21是表示根据本发明第九实施例的数据通信系统的结构框图。对于图1(第一实施例)中出现的相同组成元件使用相同的参考标记。在本实施例中，具有一个RF发射电路和天线263的一个发射机被用作图1所示的发射部分63，该发射机使用一种格式(例如FSK，幅度移位键控(ASK)、相移键控(PSK)等)调制从归零电路62输出的信号并发射这些信号。另外，具有一个RF接收电路和天线264的一个接收机被用作图1所示的接收部分64，该接收机接收信号并使用FSK、ASK、PSK等格式来解调它们。使用基于常规无线电波的发射和接收单元可以构成此发射机和接收机。除了使用无线电波代替第一实施例中使用的红外线之外，本实施例的数据通信系统的操作与第一实施例的数据通信系统的操作是相同的。

(第十实施例)

图22是表示根据本发明的第十实施例的数据通信系统的结构框图。对于图1(第一实施例)中出现的相同组成元件使用相同的参考标记。在本实施例中，进入数据通信系统的输入不是模拟信号，而是由通过对模拟信号例如话音，音乐等执行二进制转换所获得的几个比特的数字信号(图22中的数字话音信号251)组成。此外，在本实施例中，一个把几比特的数字信号转换为1比特数字数据流的一个1比特噪声成形量化部分271被用作图1所示的1比特量化部分61。除了输入几比特的数字信号之外，本实施例的数据通信系统的操作与第一实施例的数据通信系统的操作是相同的。

在前面描述的每一个实施例中，都为话音或音乐信号给出了扬声器作为输出装置的描述，然而，对于本发明，在测量除了话音信号之外的模拟数据，例如类似于模拟数据变化的数据时，使用一个笔式记录器等代替一个扬声器当然也是可能的。

本发明的各个实施例已经进行了详细描述，但是，本发明的具体结构并不限制于上面描述的实施例，在不偏离本发明本质的范围内可以包括各种结构。例如，应该理解，前面描述的实施例的合理组合也可以满足。

Claims

1.一种数据通信方法，包括以下步骤：

在一个发射侧，使用一种噪声成形方法把包括话音或音乐的模拟信号或通过数字化话音或音乐而获得的数字信号转换为由1比特数据流组成的非归零数字信号；

在该发射侧，对于“1”的转换数字信号使用一个高电平，并且对于“0”的转换数字信号使用一个低电平，而且当使用高电平时，转换数字信号被转换为具有一个脉宽小于非归零信号脉宽的归零信号，并且随后输出这些归零信号，以及当使用低电平时，以低电平照原样输出这些转换数字信号；

在该发射侧，发射输出信号作为无线电信号；

在一个接收侧，从发射侧接收这些无线电信号；

在该接收侧，利用从接收信号中获得的电信号来驱动一个音乐声输出部分，以便将这些电信号转换为音乐声信号。

2.一种数据发射设备，包括：

一个1比特转换部分，使用一种噪声成形方法把包括话音或音乐的模拟信号或通过数字化话音或音乐而获得的数字信号转换为由1比特数据流组成的非归零数字信号；

一个归零部分，对于“1”的转换数字信号，它使用一个高电平，而对于“0”的转换数字信号，它使用一个低电平，而且对于高电平，它把转换数字信号转换为具有一个脉宽小于非归零信号脉宽的归零信号并随后输出这些归零信号，而对于低电平，它以低电平照原样输出这些转换数字信号；以及

一个把归零数字信号输出为无线电信号的无线电发射部分。

3.根据权利要求2的数据发射设备，其中该无线电发射部分是一个红外线发射部分，其根据是数字红外线通信标准的Fast IrDA Physical Layer(FIR)的物理层来发射归零数字信号。

4.根据权利要求2的数据发射设备，其中该归零部分使高电平的归零数字信号的脉宽在非归零信号脉宽的10％或以上和小于非归零信号脉宽的90％之间。

5.根据权利要求2的数据发射设备，其中该归零部分使高电平的归零数字信号的脉宽在非归零信号脉宽的5％或以上和小于非归零信号脉宽的40％之间。

6.一种数据发射程序，包括：

一个零插入功能，其中对于通过对包括话音或音乐的模拟信号或通过数字化话音或音乐获得的数字信号执行噪声成形处理而获得的1比特数据流中的每个比特，插入代表“0”的数量为p的数据，其中p是一个自然数；和

一个发射功能，其中，通过以所述噪声成形处理所使用的噪声成形频率的(p+1)倍的速度将其中插入“0”数据的1比特数据流发送给一个无线电发射部分来发射归零数字信号，其中高电平的脉宽是非归零信号的高电平脉宽的{100/(p+1)}％。

7.根据权利要求6的数据发射程序，其中进一步提供一个1比特量化功能，通过对模拟信号或数字信号执行噪声成形处理来产生1比特数据流。

8.一个数据接收设备，包括：

一个无线电接收部分，利用无线电接收通过把包括话音或音乐的模拟信号或通过数字化话音或音乐获得的数字信号转换为由1比特数据流组成的数字信号而获得的归零数字信号，其中对于逻辑值“0”分配一个低电平，而对于逻辑值“1”分配一个高电平，所述高电平的脉宽小于非归零信号的脉宽；

一个把电信号转换为音乐声信号的音乐声输出部分；和

一个驱动部分，基于由所述无线电接收部分接收的归零数字信号产生归零驱动信号作为电信号来驱动所述音乐声输出部分。

9.根据权利要求8的数据接收设备，其中所述无线电接收部分是一个红外线接收部分，根据是数字红外线通信标准的Fast IrDA Physical Layer(FIR)的物理层通过无线电来接收归零数字信号。

10.根据权利要求8的数据接收设备，其中进一步提供一个脉宽扩展部分，把具有一个脉宽小于高电平非归零信号脉宽100％的高电平驱动信号的脉宽扩展为非归零信号的100％脉宽或接近非归零信号的100％脉宽，并随后将这些驱动信号输出给驱动部分。

11.根据权利要求8的数据接收设备，其中进一步提供一个滤波器部分，其具有一个去除包含在驱动信号中的DC成分的高通滤波器和一个去除包含在驱动信号中的话音信号成分附近的成形噪声信号成分的低通滤波器。

12.根据权利要求11的数据接收设备，其中该滤波器部分具有：

第一电阻器，具有一端连接到一个第一输入端；

第一电感，具有一端连接到第一电阻器的另一端；

第一电容器，具有一端连接到第一电感的另一端；

第二电阻器，具有一端连接到第二输入端；

第二电感，具有一端连接到第二电阻器的另一端；

第二电容器，具有一端连接到第二电感的另一端；

第三电容器，设置在第一电感的另一端和第二电感的另一端之间；

第三电阻器，设置在第一电容器的另一端和地之间；

第四电阻器，设置在第二电容器的另一端和地之间，

其中该第一电容器的另一端作为第一输出端，并且该第二电容器的另一端作为第二输出端。

13.根据权利要求11的数据接收设备，其中该滤波器部分具有：

第一电容器，具有一端连接到一个第一输入端；

第一电阻器，设置在该第一电容器的另一端和地之间；

第二电阻器，具有一端连接到该第一电容器的另一端；

第一电感，具有一端连接到该第二电阻器的另一端；

第二电容器，具有一端连接到一个第二输入端；

第三电阻器，设置在该第二电容器的另一端和地之间；

第四电阻器，具有一端连接到该第二电容器的另一端；

第二电感，具有一端连接到该第四电阻器的另一端；和

第三电容器，设置在该第一电感的另一端和该第二电感的另一端之间，

其中该第一电感的另一端作为第一输出端，并且该第二电感的另一端作为第二输出端。