CN1400742A - 微波功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种HEMT－HBT多赫尔蒂微波放大器，特别是一种配置成多赫尔蒂放大器的微波放大器。特别是，该放大器包括载波放大器、峰值放大器、在放大器输入端的兰格耦合器和在放大器输出端的四分之一波放大器。为了进一步提高效率，多赫尔蒂放大器由HEMT/HBT技术形成，以利用HEMT的低噪声性能和HBT的高线性的优点，来形成相对有效的放大器，该放大器能在低功率电平充当低噪声放大器并对于相对较高的输出功率电平自动转换到高功率放大。

Description

微波功率放大器
相关申请的交叉引用
本申请涉及共同拥有的待审查专利申请：Kevin W.Kobayashi的申请号为XXX的“将多赫尔蒂(Doherty)用作线性化微波放大器的预失真电路”，与本申请同时提交，代理卷号12-1101，和Kevin W.Kobayashi的申请号为XXX的“非对称偏压的高线性平衡放大器”，与本申请同时提交，代理卷号12-1110。
技术领域
本发明涉及一种功率放大器，特别是一种微波功率放大器拓扑结构，它能在输入信号电平较低时充当低噪声放大器并对于相对较高的输入信号电平自动转换到高功率放大。
背景技术
射频和微波通信系统对功率放大器的线性和效率提出了日益增长的要求。遗憾的是，传统的功率放大器在饱和或接近饱和时，才能以最佳效率工作，因此，为了容纳具有可变幅度的通信信号，使用传统功率放大器的系统在大部分时间里以低于峰值效率工作。
为了解决此问题，已经采用了所谓的多赫尔蒂放大器。多赫尔蒂放大器首先由McGraw Hill Book Company的“无线工程手册”1959年第五版第18-39页以及美国专利2,210,028的发明人引入和描述，这里引作参考。多赫尔蒂放大器的标准拓扑结构包括工作在AB级模式的载波放大器和工作在C级模式的峰值放大器。正交兰格(Lange)耦合器用在输入端，因此载波放大器和峰值放大器信号可以同相组合。在放大器的输出端提供四分之一波放大器。在这种放大器中，当载波放大器的输入RF驱动信号增加时，载波放大器被驱动到最大的线性效率的饱和点。当载波放大器开始饱和时，峰值放大器用于保持输出信号的线性。
这种多赫尔蒂放大器已经公知用于各种微波和RF应用。这种应用的例子在美国专利5,420,541、5,880,633、5,886,575，6,097,252和6,133,788中公开。这种多赫尔蒂放大器的例子也公开在C.F.Campbell的“全集成Ku频带多赫尔蒂放大器MMIC”，1999年3月第9卷第3期 IEEE微波和导波论文的第114-116页；Kobayashi等人的“18-21GHz InP DHBT线性微波多赫尔蒂放大器”， 2000 IEEE 射频集成电路论文集摘要的第179-182页；加利福尼亚州Monterey的Matsunaga等人的“利用MMIC多片技术的CW 4 Ka频带功率放大器”， GaAs IC论文集摘要的第153-156页，这里并入它们的全文作为参考。
上述的系统公知的能够提供相对较好的相位线性和高效率，因为功率放大器只需要响应恒定或接近恒定的RF幅度包络。遗憾的是，例如用于卫星通信系统的多载波信号(多频信号)的RF幅度包络随时间而改变，作为带宽的函数，因此显示出类似于噪声的特性。用于多载波系统的功率放大器必须能够在相对较大的瞬时带宽内工作，同时为具有非恒定包络的RF信号提供相对较高的相位线性。
此外，这种用作低噪声放大器(LNA)的功率放大器，例如作为RF或微波接收器中的第一放大级，必须能够以相对较高效率提供线性放大。不幸的是，在RF驱动信号具有非恒定RF包络时的应用中，例如，在多载波卫星通信系统中，在低功率工作期间，多赫尔蒂放大器工作方式为载波放大器在其一半最大功率能力下工作，以提供较低噪声性能。这种工作方式导致较低的线性和较低的效率。
为了增加用于非恒定RF包络的多赫尔蒂放大器的线性和效率，已经使用了各种各样的技术。例如，美国专利5,739,723公开了一种了有源偏压电路，它偏压峰值放大器以改进效率。遗憾的是，该有源偏压电路包括多个电阻，这增加了电路的总功率消耗，因此提供了并非最佳的效率。
为了最小化这种多赫尔蒂放大器的线性和效率，美国专利5,568,086公开了一种组合网络，用于组合载波放大器和峰值放大器的输出信号，以提供改进的阻抗匹配。该组合网络包括一对四分之一波变换器和多个四分之一波移相元件。遗憾的是，在此专利公开的组合网络中只实现了40％-50％的效率。在许多应用中，例如卫星通信系统，功率效率是一个关键因素。因此长久以来需要进一步改进用于这种用途的功率放大器的效率。
发明内容
本发明涉及一种微波放大器，特别是涉及一种配置成多赫尔蒂放大器的微波放大器。该放大器包括载波放大器、峰值放大器、在放大器输入端的兰格耦合器和在放大器输出端的四分之一波放大器。为了进一步提高效率，多赫尔蒂放大器由HEMT/HBT技术形成，以利用HEMT的低噪声性能和HBT的高线性的优点，来形成相对有效的放大器，该放大器能在低功率电平充当低噪声放大器并对于相对较高的输出功率电平自动转换到高功率放大。
附图说明
参照下文的说明书和附图，将很容易理解本发明的这些和其它优点，其中：
图1是根据本发明的微波功率放大器的示意图。
图2是输出功率的图形表示，该输出功率是增益的函数，用于形成HBT多赫尔蒂放大器的载波和峰值放大器的各种偏压点。
图3A-3C说明用于本发明的匹配网络。
图4A-4B说明分别用于本发明的HBT和HEMT的偏压网络。
具体实施方式
本发明涉及一种配置成多赫尔蒂放大器的微波功率放大器，通常用附图标记20表示。微波功率放大器20包括载波放大器22和峰值放大器24。在公知的多赫尔蒂放大器中，载波放大器和峰值放大器可以从异质结双极晶体管(HBT)形成和特别作为预匹配的1.5*30μm2*4指DHBT装置，总发射极面积为180μm2。这种装置的一个例子在Kobayashi等人的“18-21GHz InP DHBT线性微波多赫尔蒂放大器：2000 IEEE射频集成电路论文集摘要的第179-182页，这里并入它们作为参考。为了改进多赫尔蒂放大器20的效率和线性，多赫尔蒂放大器20由HEMT/HBT技术形成，以利用HMET的低噪声性能和低内部调制失真和HBT的高线性的优点。
将HEMT集成到与HBT同一基底的一个例子公开在欧洲公开文本E P 0 710984A1，1996年5月8日，相应于欧洲专利申请95115137.2，同时拥有美国专利5,838,031和5,920,230，以及IEEE电子装置学报第42卷第4期1995年4月第618-623页，D.C.Streit、D.K.Umemoto、K.W.Kobayashi和A.K.Oki的“通过选择MBE的单片HEMT-HBT集成”，微波和导波文件第5卷第4期1995年4月第124-126页，D.C.Streit、K.W.Kobayashi、A.K.Oki和D.K.Umemoto的“通过选择MBE的单片HBT调节的HEMT LNA”。
在一个实施例中，载波放大器22由HEMT形成，峰值放大器24由HBT形成。在这种情况下，低噪声HMET装置充当小输入信号条件下工作在A级的载波放大器，提供低噪声和高线性。随着输入信号强度的增加，A级放大器开始压缩并削波输入信号，HBT峰值放大器24接通并继续线性放大。因为HBT具有类似于二极管特性的突变基极发射极开启，它最好充当峰值放大器，该峰值放大器的开启门限可以设置在HBT晶体管的基极。开启越突然，增加输入功率的放大越有效。
在本发明的另一个实施例中，载波放大器22由HBT形成，峰值放大器由HEMT形成。此实施利用于在低输入功率条件下需要高线性和效率的应用，当载波放大器更有效时A级HBT放大器工作更有效。如果HBT放大器用作峰值放大器，由于比HEMT噪声更大的HBT类似于突跃二极管/混频器的特性，将高速低噪声HEMT装置用作峰值放大器帮助防止增长的噪声传输和额外的失真。HEMT将随着输入功率的增加缓慢接通，在此它更接近于低噪声偏压工作区域工作。另外，宽带HEMT装置在从B级/C开启时，还可以保证数据信号的完整性。结果是当峰值放大器开始接通时存在较少的AM-AM和AM-PM失真。
为了使载波放大器22和峰值放大器24的输出信号在输出端同相，提供兰格耦合器32。兰格耦合器32的一个输入端用作RF输入端口34。另一个输入端端接到输入电阻36。兰格耦合器32的一个输出端连接到载波放大器22的输入端，而另一个输出端连接到峰值放大器24的输入端。在放大器22和24的输出端提供特性阻抗Zo＝2RL+Ropt的1/4波阻抗变换器。功率放大器20的输出端端接到负载阻抗RL。载波放大器22和峰值放大器24都配置成当负载阻抗RL等于Ropt时传递最大功率。
载波放大器22作为A级放大器工作，而峰值放大器24作为B级/C放大器工作。为了改进载波放大器22和峰值放大器24之间的隔离性能，例如当载波放大器22被偏压作为A级放大器，峰值放大器24被偏压在B级和C之间时，匹配网络26和28连接到载波放大器22和峰值放大器24的输出端。如此，每个放大器级的阻抗不必对其它级的内部调制(IM)性能产生影响。
为了完整理解本发明，首先讨论公知的多赫尔蒂类型的放大器。更特别是，正如“全集成Ku频带多赫尔蒂放大器MMIC”supra所陈述的，已知多赫尔蒂放大器的载波和峰值放大器所呈现的负载阻抗是峰值放大器所传递的输出功率的函数。在低输入驱动电平(即，RF输入幅度为低的电平)期间，峰值放大器被关断，导致载波放大器在相对较低的输入驱动电平饱和的结构。如此，载波放大器将在较低的输入功率电平获得较高的增加功率效率(PAE)。随着输入功率电平的增加，随着峰值放大器所传递功率的增加，峰值放大器开始接通。载波放大器所呈现的负载降低，允许载波放大器24增加以便为负载提供功率。
匹配网络26和28分别串联到载波和峰值放大器22和24的输出。这些匹配网络26和28可以提供作为低通网络，例如，如图3A-3C所示。如图3A-3C所示，匹配网络26、28实现为串联电感40或传输线42和旁路电容44或开路导体棒46。操作中，当载波放大器22接通和峰值放大器24关断时，匹配网络26、28提供相对较高的阻抗(主要由于高阻抗传输线42或电感40)，因此峰值放大器24并不会使工作在A级的载波放大器22负载过重，以实现低输入功率条件下的最佳线性和效率。
匹配网络26、28的操作理论与用于传统功率放大器的匹配网络的操作相反。更特别是，通常在功率放大器的应用中，低阻抗串联传输线或低阻抗旁路电容或开路导体棒在功率晶体管的输出提供，以便将功率晶体管的低阻抗变换为更高可管理的阻抗，而且提供放大晶体管之间的隔离性能。
根据本发明的另一个方面，载波放大器22和峰值放大器24被直流偏压调谐，因此对于放大器具体的工作频率可以实现最佳的IM性能。例如，对于21GHz的载频，微波放大器20可以被直流偏压调谐以最小化在20GHz的IM性能。
各种偏压网络可用于调谐载波和峰值放大器22和24。示范性偏压网络48和50在图4A和4B中示出。特别是，图4A是用于HBT的示范性偏压电路48的示意图，图4B是用于HEMT的示范性偏压电路50的示意图。
首先参照图4A，HBT偏压电路48包括一偏压电阻Rbbc，连接到外部直流源Vbc。低通电容Ccip连接到偏压电阻Rbbc，外部直流电压源Vbc，并接地以滤除噪声。耦合电容Ccc可用于将载波和峰值放大器22和24连接到兰格耦合器32。
图4B是用于HEMT的示范性偏压网络50的示意图。HEMT H1可以是载波放大器22或峰值放大器24。HEMT H1的控制极通过RF扼流圈L1连接到另一个HEMT(或FET)H2的控制极。连接在HEMTH2的控制极和地之间的旁路电容C1将偏压网络隔离RF网。HEMT H2充当电流反射镜并选择具有比HEMT H1小10-20的面积。
HEMT H1和H2连接在共同的源极。HEMT H1的漏极连接到直流电压源VDD。HEMT H2也通过可变电阻R1连接到直流电压源VDD，备选的，可变电阻R1可由配置成电压可变电阻的FET(或HEMT未示出)实现。可变电阻R1或电压可变电阻FET可用于调整载波放大器22或峰值放大器24的偏压和线性，如上所述。在利用电压可变电阻FET的结构中，漏极和源极端连接到HEMT H2和直流电源VDD的漏极端，取代可变电阻R1，如图4B所示。可变直流电压源(未示出)可以连接到电压可变电阻FET的控制极，以改变它的电阻，和HEMTH1的偏压电平。
双级晶体管或HBT可用于偏压网络50，以便向HEMT H1提供低阻抗电压源。晶体管Q1还为B级/C操作下的HEMT H1提供逐渐增加的电流。晶体管Q1这样配置，因此集电极和发射极端连接到直流电压源VDD和HEMT H2的控制极。双级晶体管的基级连接到可变电阻R1和HEMT H2的漏级之间的节点。
旁路电容Cbypass可用于隔离直流电源。旁路电容Cbypass连接在直流电压源VDD和地之间。
偏压电路，例如偏压电路48和50使得两个载波放大器22和峰值放大器中的一个或两个都被电调谐。在示范性偏压电路48和50的情况下，分别如图4A和4B所示，载波和峰值放大器22和24的偏压以及线性可以通过改变连接到偏压网络48和50的外部直流电压的幅度而改变。
由偏压电路48和50所提供的载波和峰值放大器22和24的电调谐提供了根据本发明的许多重要的优点。首先，调谐允许载波和峰值放大器22和24调谐到最佳线性。其次，调谐允许在相对较宽的输入功率范围内存在改进的内部调制失真。如此，放大器20可以调谐到工作范围(即，载波放大器频率)具有最大可能的IM抑制。而且，如上所述，匹配网络26和28的相对较高的阻抗导致载波放大器22和峰值放大器24的IM积的虚隔离，因此，提供较少的IM积。最后，调谐还可用于预失真线性应用的增益扩展和相位压缩。
图2说明测量增益和IM3(3阶调制积)作为放大器20的各种偏压条件下输出功率在21GHz的函数，其中载波放大器22和峰值放大器24都由HBT形成，以利于说明。在本发明中由混合HEMT/HBT形成的放大器20将有些不同。图2示出了该装置的电子调谐能力。特别是IM3和增益是在A级偏压操作(Ic1＝64mA；Ic2＝64mA)以及非对称偏压条件下说明的。特别是，非对称偏压条件是当峰值放大器24关断、载波放大器22被偏压在A级模式(IC1＝60-64mA)和峰值放大器被偏压在B级模式(IC2＝0.3-10mA)时说明。如图2所示，峰值放大器偏压电流(IC2)的调节允许IM3线性比的形状和性能在相对较宽的输出功率范围内得到显著的改进。在偏压条件(Ic1＝60mA；Ic2＝0.3mA)下，当峰值放大器接近关断时，根据本发明的微波功率放大器20实现了IM3比率的相对动态的改进，导致IM3大约-43dBc的深消除。对于多载波通信系统，大约30dBc的IM3比率是线性的一般要求。根据这种线性，微波功率放大器20能够实现大约20％的增加功率效率(PAE)和大约20dBm的输出功率，相比较在同一线性区只能实现大约13％ PAE和18.8dBm输出功率的传统线性A级偏压模式来说，有了显著的改进。
显然，在上述的教导下，本发明可以作出许多改变和变化。例如，因此应当理解，在所附权利要求的范围内，本发明可以不同于上文具体所述的方式实现。

Claims (10)

1.一种微波功率放大器，包括：
载波放大器，由HEMT或HBT中的一个形成，具有第一输入和第一输出；
峰值放大器，由HEMT或HBT中的另一个形成，具有第二输入和第二输出；和
耦合器，具有第一和第二输入端以及第一和第二输出端，所述第一和第二输出端连接到所述第一和第二输入，所述第一输入端定义RF输入端口，所述第二输入端连接到输入终端阻抗。
2.如权利要求1所述的微波功率放大器，其中所述载波放大器由至少一个HEMT形成。
3.如权利要求2所述的微波功率放大器，其中所述峰值放大器由至少一个HBT形成。
4.如权利要求1所述的微波功率放大器，其中所述载波放大器由至少一个HBT形成。
5.如权利要求4所述的微波功率放大器，其中所述峰值放大器由至少一个HEMT形成。
6.一种微波功率放大器，包括：
载波放大器，由HEMT或HBT中的一个形成，具有第一输入和第一输出；
峰值放大器，由HEMT或HBT中的另一个形成，具有第二输入和第二输出；
耦合器，具有第一和第二输入端以及第一和第二输出端，所述第一和第二输出端连接到所述第一和第二输入，所述第一输入端定义RF输入端口，所述第二输入端连接到输入终端阻抗；和
用于电子地调谐所述载波放大器和所述HBT放大器中的一个或另一个的装置。
7.如权利要求6所述的微波功率放大器，其中所述载波放大器由至少一个HEMT形成。
8.如权利要求7所述的微波功率放大器，其中所述峰值放大器由至少一个HBT形成。
9.如权利要求6所述的微波功率放大器，其中所述载波放大器由至少一个HBT形成。
10.如权利要求9所述的微波功率放大器，其中所述峰值放大器由至少一个HEMT形成。
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