CN1322661C

CN1322661C - 具有磁放大器的反激式功率变换器的辅助输出电压控制电路

Info

Publication number: CN1322661C
Application number: CNB021046174A
Authority: CN
Inventors: 陈为; 姜剑; 温兆均
Original assignee: Delta Optoelectronics Inc
Current assignee: Taida Electronic Industry Co Ltd; Delta Optoelectronics Inc
Priority date: 2001-03-02
Filing date: 2002-02-10
Publication date: 2007-06-20
Anticipated expiration: 2022-02-10
Also published as: US6483726B2; TW538588B; CN1462108A; US20020122326A1

Abstract

本发明揭示一种反激式功率变换器。本发明的反激式功率变换器包含由第一侧传送输入电能至第二侧的变压器。变压器的第二侧包含一主输出电压回路及至少一组连接有磁放大器的辅助输出回路。脉宽调制控制器控制变压器的第一侧的开关，以开启开关并关闭主输出电压回路及辅助输出电压回路以于第一侧的绕组储存磁能。本脉宽调制控制器还关闭该开关并开启主输出电压回路，以提供主电压输出并磁化连接至辅助输出电压回路的磁放大器。本磁放大器的功能是作为辅助回路开关，以在磁放大器磁化饱和时开启辅助输出电压回路，并关闭主输出电压回路以提供辅助输出电压。从而在主输出电压回路及辅助输出电压回路之间提供电能转移分时功能，以充分利用整个开关工作占空比。

Description

具有磁放大器的反激式功率变换器的辅助输出电压控制电路

技术领域

本发明涉及一种功率变换器的配置电路及其工作方法，尤其涉及一种反激式功率变换器的辅助输出电压控制电路，该控制电路通过磁放大器的引入而可实现电路的简化、控制上的便利、低制造成本以及准确的辅助输出电压控制等功效。

背景技术

尽管已知反激式变换器具有电路配置简易及制造成本低的优点，但其设计及产品仍受限于较大的辅助输出电压波形的技术瓶颈。此外，该反激式变换器中的辅助输出电压根据负载的改变而有较低的调节率。由于该较低的调节率的存在，因此当电压稳定性要求较高而需要以更精确地控制电压输出时，即需要另外辅以线性电压调节稳定器使功率大大降低。为克服此瓶颈，也还可实施更复杂的控制电路，但会使原本结构简单的变换器变得更复杂，因而丧失其固有的配置简单的优势。

图1A为已知反激式功率变换器的配置图，其中辅助输出并未受到控制。其辅助输出电压V20取决于主输出电压V10以及变压器的第二侧的绕组n1及n2匝数比。尤其是，该输出电压满足一条件：

V10/n1＝V20/n2 (1)

由于该电路配置的辅助输出电压并无调整及控制用的回馈，因此辅助输出电压随负载变化的波动较大。

图1B显示使用一线性调节器以控制辅助输出电压V20的已知的反激式功率变换器。通过线性调节器的辅助，辅助输出电压更为稳定。然而，此类电路配置只适于应用在低功率范围的情况。

请参阅图1C所示，为采用一磁放大器作为辅助输出电压控制的正激式功率变换器。该正激变换器中由第一侧至携带负载的第二侧的电能转换是以电压源的工作方式通过变压器而实现的。根据脉宽控制电路的工作占空比，脉宽控制器用于稳定第一输出电压。当与磁放大器同时施行时，正激变换器具有如同图1C所示简化电路及控制机制的优势。具有磁放大器的正激变换器亦具有低电磁干扰的优点。磁放大器的功效表现在通过回馈控制磁放大器的磁复位程度来调节将磁放大器由高阻抗变为低阻抗的延迟时间。辅助输出电压还进一步地受输出滤波器所表现的电压平均性功能的调节以提供稳定的输出电压。将磁放大器变为低阻抗的延迟时间更进一步受到磁放大器的电压-时间乘积的控制。当脉宽控制电路将第一侧的开关导通时，电能转换将通过电压恒定模式下的变压器实现。该磁放大器经磁放大器回馈回路控制而实现延迟电能转移至辅助输出端的重要功能。已有许多被揭示的技术及发明被用来配置正激变换器中的磁放大器。使用磁放大器以控制辅助输出电压，对负载变化的优越辅助输出电压调节已可实现。然而，正激变换器具有比反激式变换器复杂得多的电路配置。

因此，对于本领域的一般技术仍存在提供一新的及改良的反激式变换器的需要，以解决前面讨论的反激式功率变换器的技术瓶颈。

发明内容

本发明的目的之一是为返弛式功率变换器提供一磁放大器，以提高辅助输出电压的稳定性，从而扩张反激式功率变换器的应用范围而克服以上所提的瓶颈。

特别是，本发明的磁放大器是与脉宽调制控制器一同施行的。提供脉宽调制控制器是为控制主输出的电压，在一个开关周期内以分时方式利用磁放大器以控制辅助输出电压而使辅助输出电压稳定。

本发明反激式功率变换器包括一由第一侧传送输入电能到第二侧的变压器。第二侧包括一主输出电压回路及至少一个辅助输出回路依序与一磁放大器连接。一脉宽调制控制器控制变压器第一侧上的一个开关，以开启此开关并关闭主输出电压回路及辅助输出电压回路，以在变压器的绕组上储存一磁能。本脉宽调制控制器还进一步关闭本开关并开启主输出电压回路，以提供一主电压输出并同时磁化连接至辅助输出电压回路的磁放大器。本磁放大器的功能是作为一辅助回路开关，当磁放大器被磁化到饱和时，开启辅助输出电压回路以提供一辅助输出电压，并同时关闭主输出电压回路，从而在主输出电压回路及辅助输出电压回路之间提供一分时的能量转换作用，以完整利用整个开关工作占空比。

附图说明

图1A显示一传统缺乏辅助输出电压回馈控制的反激式功率变换器的电路图。

图1B显示传统用线性稳压块实行辅助输出电压控制的反激式功率变换器的电路图。

图1C显示传统实行一控制辅助输出电压的磁放大器的正向功率变换器的电路图。

图2显示实行一控制辅助输出电压的磁放大器的改良反激式功率变换器的电路图。

图3提供时序图以显示图2中在主输出电压回路及辅助输出电压回路之间的电压变化图。

图4显示实行一控制两条辅助输出电压的具有两组磁放大器的改良反激式功率变换器的电路图。

图5提供时序图以显示图4中主输出电压回路及多个辅助输出电压回路之间实行分时的电压变化波形。

图6A至图6C显示三组不同电路实施方式，以配制一使用两组磁放大器以控制两个辅助输出回路的改良反激式功率变换器的电路图。

具体实施方式

请参阅图2所示，本发明反激式功率变换器的电能转移是由变压器的第一侧到第二侧以恒定电流的工作方式实现的。电能转移是在第一侧的主开关S关闭时发生的。当开关S关闭时，在开关开启时储存于反激式变压器电感中的电能便通过变压器转移至第二侧。与正激变换器不同的是，反激式功率变换器输出回路并无电感以对输出电压作滤波平均。对反激式功率变换器，各输出电压决定于连接到第一输出及辅助输出的变压器各绕组的匝数比，因此，本磁放大器和正向功率变换器的磁放大器发生的功能不同。如图2所示的本发明的反激式功率变换器发生的电能转移是与一根据如图3所示的能量转移分时原理一同实施。为实现电能转移分时功能的目的，需要使主输出回路的单位匝数电压比辅助输出回路高，即，

(V110/n1)＞(V120/n2) (2)

假设脉宽调制控制器的工作占空比为D，脉宽调制控制器用来控制主开关的开启和关闭，根据主开关S的开启或关闭，本磁放大器便依序关闭及开启以提供一高及低阻抗以实现电能转移的分时至输出电压V110及V120以稳定主输出和辅助输出电压。而图3则指出，当D*Ts时段主开关S开启，变压器第一侧绕组n0的电感由输入的电压累积电能。同时，磁放大器被关闭，在此时段具有高阻抗并磁重置。在主开关S被关闭之后的时段D1*Ts，输出电压V110之主输出回路立刻导通。而且，在此时段，一电压差[V110*(n2/n1)-V120]对磁放大器磁化以储存量为[V110*(n2/n1)-V120]*D1*Ts的磁能。一旦本磁放大器饱和，本磁放大器便转入一低阻抗模式且辅助输出回路导通。由于条件V120/n2低于V110/n1(见方程式2)，该负偏置电压差将主输出回路的二极管关闭。因此，在D1*Ts时段之后的D2*Ts时段之内，只有辅助输出电压V120的回路提供有电能输出。通过控制磁放大器D1*Ts的时间，辅助输出电压可被精确控制。根据以上工作过程，各输出电压与占空比的关系方程式为：

(Vi/n0)*D*Ts＝(V110/n1)*D1*Ts+(V120/n2)*D2*Ts (3)

其中D＝D1+D2。因此，提供了一被脉宽调制控制器及磁放大器控制的二元输出回路。

根据图4本发明的其它反激式功率变换器，其中两个磁放大器被用于配置一反激式功率变换器300。此功率变换是通过主输出电压(表现为V210)及通过两辅助输出电压(表现为V220及V230)操作。电压波形及操作时序在图5中说明。脉宽调制控制器及分别连接到两辅助输出回路上的磁放大器共同控制主输出电压V210及辅助输出电压V220及V230。

相似于图2及图3所陈述的工作原理，电能转移是由变压器第一侧到第二侧在恒定电流方式下发生的。电能的转移是在第一侧之主开关S关闭时发生。当开关S关闭时，在开关S开启期间储存在感应的电感中的电能便通过变压器转移至第二侧。为实现电能转换的分时功能的目的，主输出回路及第一和第二辅助输出回路的单位匝数电压要满足式(4)的要求。即，

(V210/n1)＞(V220/n2)＞(V230/n3) (4)

假设脉宽调制控制器的工作占空比为D。使用脉宽调制控制器控制主开关的开启和关闭时，对应主开关S的开启或关闭，磁放大器则被依序关闭和开启，而各自地制造出一高及低阻抗，以将电能以分时的形式分别转移至输出电压V210、V220及V230，从而稳定各个输出电压。根据图5，当主开关S在D*Ts时段开启，变压器第一侧的感应绕组n0便由输入电能累积电能。同时，磁放大器便关闭，具高阻抗。在此时段本磁放大器被重置。在主开关S关闭后随后的D1*Ts时段，输出电压V210的主输出回路转变为导通。并且，在此时段，两个不同电压[V210*(n2/n1)-V220]及[V210*(n3/n1)-V230]分别对第一及第二个磁放大器进行磁化，分别储存[V210*(n2/n1)-V220]*D1*Ts及[V210*(n3/n1)-V230]*D1*Ts量的磁能。一旦第一磁放大器饱和，第一磁放大器便转为低阻抗模式而第一辅助输出回路转变为导通。由于电压V220/n2低于V210/n1(见方程式4)，主输出V210上的二极管被反向的电压差关闭。因此，在D1*Ts时段后的D2*Ts时段内，只有第一辅助输出电压V220的回路有能量输出。

在此时段，磁化操作仍在第二个磁放大器以一[V220*(n3/n2)-V230]量的电压持续进行。一旦第二个磁放大器饱和，第二个磁放大器便转为低阻抗模式而连接至第二个磁放大器的回路转变为导通。由于电压V230/n3低于V210/n1及V220/n2(见方程式4)，主输出回路上及第一辅助回路上的二极管便被关闭。在时段D3*Ts，只有第二输出电压V330的回路有电能输出。通过控制磁放大器的能量重置以控制D1*Ts及D2*Ts时段长度，输出电压可被精确控制。根据以上顺序，一表示电能转移的方程式为：

(Vi/n0)*D*Ts＝(V210/n1)D1*Ts+(V220/n2)D2*Ts+(V230/n2)D3*Ts (5)

其中D＝D1+D2+D3。因此，提供了由一脉宽调制控制器及两磁放大控制器控制的三路输出的功率变换器。

为了满足方程式2或方程式4的条件，第二侧的电路必须特别设计。电路配置可根据图6A、图6B及图6C实施。图6A中，变换器300的第二侧305包括三个变压器绕组310、320及330，依序各有不同的绕组数n310、n320及n330。绕组数目可弹性调整但必须满足以下条件：

(V310/n310)＞(V320/n320)＞(V330/n330) (6)

既然绕组数n310、n320及n330可弹性调整，第二侧的电路设计将更具有弹性。

在图6B中，变换器350的第二侧355只包括一个第二绕组。因此，方程式中所列的绕组数n1＝n2＝n3。为满足方程式4的条件，要求如图6B所示V360＞V370＞V380。由于一旦变压器的设计决定，第二侧绕组数便被固定为常数了，因此电路设计的弹性较小。在图6C中，反激式功率变换器400的第二侧405包括两个各具有依序为n410及n420绕组数之绕组。所以现在方程式4所设定的条件变成：

(V410/n410)＞(V420/n420)＞(V430/n430) (7)

绕组n410及n420的绕组数可与其它电路元件的参数一同调整，以满足方程式7所设的条件。

即使本发明已陈述目前较佳方面的实施例，仍须了解这些所揭示的内容不可被解释为其限制。各种变化及调整毫无疑问地将在阅读以上所揭示的内容后被对本领域的熟悉者所预见。据此，所附的权利要求范围倾向于涵盖所有的在本发明真正精神及范围内的变化及调整。

Claims

1、一反激式功率变换器包括：

由第一侧转移一电能至第二侧的变压器；该第二侧包括一主输出电压回路及至少一辅助输出回路；

一连接在该第一侧上的开关；

一连接到辅助输出回路的磁放大器，用于在达到磁饱和时，开启该辅助输出电压回路，同时关闭该主输出电压回路以向该辅助输出回路提供一电能；以及

控制该变压器的该第一侧上的该开关的脉宽调制控制器，以开启该开关，将电能存贮于该反激式功率变换器的变压器的电感中，并关闭该主输出电压回路，或关闭该开关，开启该主输出回路以提供一主电压输出并磁化连接至该辅助电压回路的该磁放大器。

2、如权利要求1所述的反激式功率变换器，其特征在于，

该主输出电压回路连接至一具N0圈的主变压器绕组以提供一主输出电压V0，其中N0为自然数；且

该辅助输出电压回路连接至一具N1圈的变压器辅助绕组以提供一辅助输出电压V1，其中N1为自然数，且必须满足条件(V0/N0)＞(V1/N1)。

3、如权利要求2所述的反激式功率变换器，其特征在于，进一步包括：

一连接至一具N2圈的第二变压器辅助绕组的第二辅助输出电压回路以提供一辅助输出电压V2，其中N2为自然数，且必须满足条件(V0/N0)＞(V1/N1)＞(V2/N2)。

4、一反激式功率变换器，包括：

由第一侧转移一输入电能至第二侧的变压器；

该第二侧包括一主输出电压回路及至少一连接一磁放大器的辅助输出回路；且该主输出电压回路及该辅助输出电压回路与该磁放大器协同作用，在一个开关周期内分时向一主输出及一辅助输出传送能量。

5、如权利要求4所述的反激式功率变换器，其特征在于，进一步包括：

一脉宽调制控制器，该脉宽调制控制器用以控制该变压器的该第一侧上的开关，以控制该主输出电压回路的输出电压及控制由该辅助输出电压回路的辅助输出电压的该磁放大器。

6、如权利要求5所述的反激式功率变换器，其特征在于，该磁放大器的作用是在当该磁放大器被磁化饱和时，使辅助输出回路导通，并关闭主输出回路，使原先向主输出回路输出的功率转移至辅助输出回路。

7、如权利要求6所述的反激式功率变换器，其特征在于，

该辅助输出电压回路连接至一具N1圈的变压器辅助绕组以提供一辅助输出电压V1，其中N1为自然数且必须满足条件(V0/N0)＞(V1/N1)。

8、如权利要求7所述的反激式功率变换器，其特征在于，进一步包括：

第二辅助输出电压回路连接至一具N2圈的第二变压器辅助绕组以提供一辅助输出电压V2，其中N2为自然数且必须满足条件(V0/N0)＞(V1/N1)＞(V2/N2)。