CN1282143A - 具有负载调整以控制相邻和相间信道功率的功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

具有负载调整以控制相邻和相间信道功率的功率放大电路(300)。功率放大器(172)放大输入信号以便产生放大信号。响应于负载控制信号,可变阻抗网络(174)向功率放大器(172)的输出端提供不同的阻抗。峰值对平均值检波器(180)提供放大信号的峰值对平均值比的指示。响应于峰值对平均值比的指示,耦合到峰值对平均值检波器(180)和可变阻抗网络(174)的控制器(184)产生负载控制信号。

Description

具有负载调整以控制相邻和相间信道功率的功率放大电路
本申请涉及由Alberth等申请的标题为“负载包络跟随放大器系统”的系列号为＿＿(No．CS10069)和由David Schlueter申请的标题为“具有供电调整以控制相邻和相间信道功率的功率放大器”的系列号为＿＿(No．CS10158)以及由Klomsdorf等申请的标题为“基于存储器的放大器负载调整系统”的系列号为＿＿(No．CS10022)和由Alberth等申请的标题为“负载包络消除和恢复放大器系统”的系列号为(No．CS90026)的悬而未决的美国专利申请。
本发明通常涉及功率放大器。更特别地，本发明涉及用于改进效率和相邻信道功率的功率放大器电路。
功率放大器在便携式无线电话设计中是一项关键技术。在蜂窝电话中，功率放大器对有效通话时间有很大的影响。这是因为相对于在蜂窝电话内部的其它电路，功率放大器消耗显著数量的功率。定义功率放大器消耗多少功率的一个参数是功率放大器效率。
为了改进输入信号电平的预定范围内的效率，其直流供电电压连续改变以便与信号电平需求匹配的功率放大器通常是已知的。在1982年6月11日颁发给Thomas R．Apel的标题为“用于功率放大器的两回路自动电平控制”的美国专利No．4442407中披露了一个这样的例子。在′407，响应对应于功率放大器负载电流和供电电压的幅值的加权和的信号与调制信号的幅度之间的比较，通过射频放大器直流供电电压的调制以改进的效率操作功率放大器。
然而，在′407中被披露的该系统却没有涉及蜂窝电话系统中功率放大器的另一个重要性能参数，即发射的相邻和相间信道功率。在蜂窝电话系统中，辐射的相邻信道功率可能在其它蜂窝信道中引起干扰，从而引起总体系统性能的下降。在使用诸如临时标准(IS)-136时分多址(TDMA)和IS-95码分多址(CDMA)的线性调制方案的蜂窝系统中，相邻和相间信道功率参数是更关键的。通过与相邻和相间信道功率性能无关地优化功率放大器的效率，该功率放大器不能达到用于特定的蜂窝系统的相邻和相间信道的功率规范。
一种同时增加功率放大器的线性与效率的方法在1990年12月1日颁发给Yukio Ikeda等的标题为“线性放大器”的No．5，101，172的美国专利中披露。在′172中，漏电压由一个DC／DC转换器控制以便跟随输出信号的幅度电平，这增加了功率放大器的效率但是也引入了调幅(AM)和调相(PM)失真。因此，协同相位和幅度比较器一起使用输入和输出包络检波器以便引入预失真来抵消由功率放大器引入的失真。本系统要求精确跟踪功率放大器失真，这可能很困难。另外，当多个耦合器和相位／幅度比较电路被用于便携式蜂窝电话中时，增加了尺寸和成本。
另一种使功率放大器失真最小化的技术在1980年3月24日颁发给Shingo Kamiya的标题为“具有供电电压改变装置的功率放大电路”的美国专利No．4，348，644中披露。在′644，功率放大电路检测功率放大器的输出信号的波峰因数(例如峰值对平均值比)。当波峰因数大时，功率放大器的供电电压被升高。相反，当波峰因数为小时，供电电压被降低。从而，当需要高的功率放大器的供电电压以便处理高的峰值对平均值比时，供电电压被升高。相反，当这里是小的峰值对平均值比时，供电电压被降低。因此相信通过升高供电电压可以再现高峰值，并按照需要通过升高和降低功率放大器的供电电压来减少功率损耗。
在放大音乐信号的电子系统中，′644技术是很有用的。在这类应用中，为了提供令人满意的保真度，音乐信号的准确再现是必需的。然而，为了提供成本有效和高效的便携式无线电话，′644技术不能满足其必需的保真度和效率之间的协调。
因此，功率放大器需要提供对由功率放大器发射的相邻和相间信道功率的更准确并且广泛的控制。功率放大器的更进一步的需要是有效地采用线性调制方案操作。使用在便携式无线电话中的功率放大器需要一种协调线性和效率的方法。这里还需要通过补偿便携式天线电话中存在的部件到部件变化，来控制功率放大器相邻信道功率、相间信道功率和效率性能。在控制功率放大器线性和效率的同时，还需要控制功率放大器的平均发射功率。
图1是一个具有接收机和发射机的无线电话的方框图；
图2是用于进行峰值对平均值比测试的测试装置的方框图；
图3是用于图2的测试装置的在有限时间周期上的供电电压、增益和最大峰值对平均功率比相对于输入功率的曲线；
图4是用于图2的测试装置的在有限时间周期上的相邻信道功率、相间信道功率和最大峰值对平均功率比相对于输入功率的曲线；
图5是使用在图1的发射机中的一个功率放大电路的方框图；
图6是使用在图5的功率放大电路中的峰值对平均值差分检波器的方框图；和
图7表示一种放大RF信号的方法；
图8表示可被用于图5的功率放大电路中的可变阻抗网络；
图9表示第二实施例可变阻抗网络；和
图10是可变阻抗网络的阻抗曲线。
图1是以方框图的形式说明无线电话通信系统100。该无线电话通信系统100包括远程收发信机10和一个或多个诸如无线电话12之类的无线电话。该远程收发信机10向指定地理区域内的便携式无线电话12发送RF信号并从指定地理区域内的便携式无线电话12接收RF信号。
便携式无线电话12包括天线14，发射机16，接收机18，控制块20，合成器22，双工器24，和用户接口26。为了接收信息，无线电话12通过天线14检测包含数据的RF信号并产生已检测的RF信号。接收机18将该检测的RF信号转换为电基带信号，解调该电基带信号，恢复该包括自动频率控制信息的数据，并将该数据输出到控制块20。控制块20将该数据格式化为由用户接口26使用的可识别的声音或数据信息。
通常情况下，用户接口26包括麦克风、扬声器、显示器和键区。该用户接口26用于接收用户输入信息并给出由远程收发信机10传送的接收数据。接收机18包括在现有技术中都已知的诸如低噪声放大器，滤波器，下变换混频器和正交混频器，以及自动增益控制电路这样的电路。
为了从无线电话12向远程收发信机10发射包含信息的RF信号，该用户接口26将用户输入数据引导到该控制块20。通常情况下，控制块20包括DSP核心，微控制器核心，存储器，时钟发生电路，软件，和输出功率控制电路中的任意一些。控制块20把从用户接口26获得的信息格式化并将其传送到发射机16以便转换为RF调制信号。发射机16将该RF调制信号传送到天线14以便传输到远程收发信机10。因此，发射机16用于发射调制信息信号。双工器在由发射机16发射并由接收机18接收的信号之间提供隔离。
无线电话12可操作在一预定频带上。合成器22向接收机18和发射机16提供信号，并调谐到适当的频率，以便允许信息信号的接收和发射。诸如信道频率的接收机18和发射机16的功能上的控制由控制块20提供。因此，控制块20向合成器22提供用于频率合成的程序指令。
首先，执行原型功率放大器的实验以便确定由发射机16产生的信号的发射峰值对平均值比是否可用于预测相邻信道功率和相间信道功率。相邻信道功率定义为，在紧邻着发射机16操作信道的信道中发射的指定带宽中的功率量。相间信道功率定义为，在超过发射机16操作信道两个信道的信道中发射的指定带宽中的功率量。
例如，在IS-95 CDMA蜂窝电话系统中，发射机能工作在836MHz上。该相邻信道为836MHz+／-885KHz，而相间信道为836MHz+／-1．98MHz。
图2是用于进行峰值对平均值比测试的测试装置200的方框图。测试装置200包括通过双向耦合器42耦合到功率放大器器件待测试(DUT)44的输入端的信号发生器40。DUT44的输出端56连接到耦合器46。
信号发生器40产生RF输入信号。输入信号的一部分被耦合到端口48并利用功率表50测量。在双向耦合器的输出端53产生的RF输入信号的剩余部分被加载到DUT44。在DUT的输入端43被反射的那部分RF输入信号被耦合到端口52，在端口52通过功率表54测量。由功率表50和功率表54进行的测量还考虑到DUT44的输入端回波损耗的测量。
由DUT44将该RF输入信号放大以便在DUT输出端56产生放大信号，然后该放大信号被加载到耦合器46。经端口58将放大信号的一部分耦合到频谱分析仪60。利用频谱分析仪60能相对于操作信道上的功率来测量该放大信号的相邻信道功率和相间信道功率。经功率表68测量在耦合器输出端66产生的放大信号的剩余部分，以及峰值和平均功率。
电源70提供可控制的供电电压到DUT44的供电端口72。为了测试，工作频率设置为836MHz，而且信号发生器40使RF输入信号的功率以1dB递增量从-9dBm到+7dBm改变。当输入功率以1dB递增时，通过调整加载到DUT44的供电电压(例如，这里是DUT44的FET器件的漏电压)来将在DUT输出端56产生的放大信号的平均功率保持为恒定。换言之，调整DUT44的供电电压以便调整DUT44的增益，从而为不同的输入功率电平获得恒定的平均输出功率。
信号发生器40产生调制输入信号来产生由依靠所用调制方案的平均功率和峰值功率表征的复合输入信号。在所述实施例中，调制方案是使用于IS-95CDMA蜂窝电话系统中的在现有技术中已知的具有基带滤波的交错正交相移键控(OQPSK)调制。这个调制方案产生5．2dB的最大瞬时峰值对平均值比。在整个说明书中，术语“峰值对平均值比”被理解为平均峰值对平均功率比。然而，不利用创造性的才能就能使用电压电平的峰值对平均值比。
在各个输入功率电平，经频谱分析仪60测量相邻和相间信道功率的发射。正如在现有技术中已知的一样，通过在开关调节器(未示出)上改变脉冲宽度调制来调整DUT44的供电电压。可选择地，通过使用线性调节器也能调整供电电压。
图3是在有限的时间周期之上供电电压、DUT增益和最大瞬时峰值对平均值比相对于输入功率的曲线。左边的纵轴90是对应于增益曲线92的DUT44的以dB表示的增益。右边的纵轴94是对应于供电电压曲线96的DUT44的以伏特表示的供电电压。右边的纵轴94也是有限时间周期之上以dB表示的最大峰值对平均值比并相应于峰值-平均值曲线98。横轴102是以dBm表示的输入功率。
图3说明在输入功率范围上改变DUT44的供电电压以便保持恒定的输出功率是可能的。由于输入功率的线性增长，通过改变DUT的供电电压，在DUT44的增益中有线性下降。
峰值-平均值曲线98是一个在指定的时间间隔上的最大峰值对平均值比的曲线。利用测试设备使用峰值保持测量技术来检测各个输入功率和供电电压设置处的最大瞬时峰值对平均值比。例如，信号发生器40(图2)产生具有类似用于IS-95CDMA蜂窝系统的OQPSK调制的输入信号。因此，输入信号的最大瞬时峰值对平均值比为5．2dB。当DUT44是线性的而且不引入显著的失真时，测量的最大瞬时峰值对平均值比将接近于5．2dB。
对于低输入功率(例如-9dBm)和3．2V的供电电压，峰值-平均值曲线98表明DUT44是线性的。通过在-9dBm输入处记录的最大瞬时峰值对平均值比大约是5．2dB的这一事实可证明这一点；在低输入功率电平处，DUT44不引入失真(例如，峰值信号削波)。
另外，峰值-平均值曲线98表明当DUT44的输入功率增长而且DUT44的供电电压被调整以便保持恒定的输出功率时，在有限的时间周期上的最大瞬时峰值对平均值比单调递减。这里，峰值对平均值比单调递减表示差分操作可被用于控制回路中，以便在保持控制回路稳定性的同时，设置有限的时间周期上的期望的最大瞬时峰值对平均值比。这些结果适用于各种的输出功率、适用于使用完全相同的半导体器件的不同的功率放大器设计、甚至适用于不同的功率放大器装置技术，诸如场效应晶体管(FET)或双极型晶体管技术。
图4是有限的时间周期上的相邻信道功率、相间信道功率和最大瞬时峰值对平均值比相对于输入功率的曲线。通过改变供电电压输出功率再一次在20dBm保持恒定。
左边的纵轴112是DUT44的以dBc表示的相间和相邻信道功率。横轴114是以dBm表示的输入功率。AdjCP_low曲线116是操作信道的低侧上的输出相邻信道功率。例如，输入信号的操作信道设置为836MHz。则在低侧的相邻信道功率是比836MHz低885kHz的30kHz频带宽度中的功率。类似地，AdjCP_high曲线118是比836MHz高885kHz的输出相邻信道功率。
AltCP_low曲线120是比836MHz低1．98MHz的输出相间信道功率。同样地，AltCP_high曲线122是比836MHz高1．98MHz的输出相间信道功率。在图4中还显示了对应于相邻信道功率规范极限(-42dBc)的Adj_spec极限曲线124和对应于相间信道功率规范极限(-54dBc)的Alt_spec极限曲线126，两者都是按照IS-95CDMA规范的。对于不同的蜂窝标准其规范极限不同。
右边的纵轴128是对应于峰值-平均值曲线130的以dB表示的有限的时间周期上的最大瞬时峰值对平均值比。峰值-平均值曲线130是与图3的峰值-平均值曲线98相同的曲线，因为两条曲线都表示相同的数据。
因为输入激励递增而输出功率保持恒定，所以相邻信道功率和相间信道功率递增。注意，对于相邻信道和相间信道功率大约低于-55dBc的情况，该测量值由测试仪表的局限性(例如，图2的频谱分析仪60的动态范围和信号发生器40的光谱纯度)来限制。可是，对于接近于相邻和相间信道功率与它们的规范极限相互交错处的数据点，相邻信道和相间信道功率曲线是单调的。
靠近相邻信道功率的规范符合区域136和相间信道功率的规范符合区域138，有限的时间周期上的最大瞬时峰值对平均值比与相邻和相间信道功率成反比。对于这个特定的DUT44，由于输入功率递增，在相间信道功率的规范极限达到之前就达到了相邻信道功率的规范极限。因此，对于用作DUT44的特定的功率放大器，能够监视有限的时间周期上的最大瞬时峰值对平均值比，以便调整供电电压来获得期望的相邻信道功率，并且还将确定相间信道功率的规范符合。
因为能可预测地控制有限的时间周期上的最大瞬时峰值对平均值比，所以同样也可以控制相邻信道功率。通过在功率放大器的输出端控制有限的时间周期上的最大瞬时峰值对平均值比，可以间接地控制相邻信道和相间信道功率。这提供了一种有效的而且可预测的控制相邻和相间信道功率的方式。
例如，对于IS-95CDMA蜂窝系统，相邻信道功率的规范极限是-42dBc。如虚线152所示，相邻信道功率跨过规范极限处的交叉点150(图4)对应于有限的时间周期上的大约2．6dB的最大瞬时峰值对平均值比。因此，对于使用包含DUT44的功率放大器的发射机，有限的时间周期上的最大瞬时峰值对平均值比保持在大约2．6dB以便使相邻和相间信道输出功率保持在规范之内。为了提供一些裕度，功率放大器电路可以将有限的时间周期上的最大瞬时峰值对平均值比保持在2．8dB或3dB。
图5是使用在发射机16(图1)中的功率放大电路300的方框图。功率放大电路300包括耦合到可变阻抗网络174的功率放大器172。包络检波器178耦合到功率放大器输出端173。在所述实施例中，包络检波器178耦合到可变阻抗网络174的输出端。包络检波器178耦合到峰值对平均值检波器180，然后峰值对平均值检波器180耦合到控制器184。做为选择，控制器可以是在控制块20内(图1)。控制器耦合到可变阻抗网络174。
峰值对平均值检波器包括耦合到模拟数字转换器(ADC)192和数字电路194的峰值对平均值差分检波器182。峰值对平均值差分检波器182包括峰值检波器186、平均值电路188和差分电路190。
通过输入端170将调制的RF输入信号加载到功率放大器172。功率放大器172在输出端174产生放大信号。放大信号的一部分被耦合到包络检波器178。
包络检波器可用作从放大信号消除RF载波信号。所得信号被加载到峰值对平均值差分检波器182。峰值对平均值差分检波器182检测放大信号的峰值电平和放大信号的平均功率并提供预定时间周期上的峰值电平和平均功率的指示。
峰值检波器186确定峰值电平，而平均值电路188确定平均功率188。差分电路190确定峰值电平和平均功率之间的差值以便产生差值信号。因为抽样是预定时间周期上的平均值抽样，所以这个抽样发生在低速率上。例如，对于IS-136TDMA蜂窝系统，抽样发生在大约150KHz的数量级上(例如，每个脉冲串一个平均值)，而对于CDMA蜂窝系统，抽样发生在大约20KHz的数量级上(每50μsec一个平均值)。
差值信号被加载到ADC192用于转换为数字抽样，也称为数字字。在数字电路194中将数字字与差值相关表196比较。因此，根据峰值对平均值差值，由数字电路194产生所得的峰值对平均值比。数字电路包含现有技术中已知的传统的逻辑电路和状态机。可选择地，利用数字信号处理器(DSP)或微处理器能够实现相关表的比较。
所得的峰值对平均值比被加载到控制器184。响应于放大信号的峰值电平和平均功率之间的差值的指示，控制器184产生负载控制信号，并被加载到可变阻抗网络174。响应于放大信号的峰值电平和平均功率之间的差值的指示(例如，响应于负载控制信号)，可变阻抗网络174提供不同的阻抗到功率放大器的输出端173。调整功率放大器输出端173呈现的阻抗直到在输出端176出现的放大信号的峰值电平和平均功率比实质上等于预定电平为止。换言之，调整该阻抗直到实际的峰值对平均值比实质上等于期望的峰值对平均值比。通过保持放大信号的峰值对平均值比，功率放大电路300还控制辐射的相邻信道功率和相间信道功率发射。
可选地，功率放大电路300可以包括控制平均输出功率的电路。按照可改变的期望的平均输出功率，发射机16(图1)的平均输出功率改变，然后控制器使可变阻抗网络174仅仅在平均输出功率的总动态范围的一部分上向功率放大器输出端173呈现出不同的阻抗。
可变增益电路，在这里是可变增益放大器206，将输入端170耦合到功率放大器172的输入端。平均值电路188在平均输出功率的线路191上产生指示。ADC192将平均输出功率的指示转换为数字信号，然后数字电路194将该数字信号加载到控制器184。控制器184产生加载到VGA206的增益控制信号以便控制VGA206的增益，从而保持期望的平均输出功率。
图6是与峰值对平均值检波器180(图5)一起使用的峰值和差分检波器182的实施例。该峰值和差分检波器182包括平均值电路188，第一运算放大器266、差分电路190、峰值检波器186和第二运算放大器272。
平均值电路188包括耦合到旁路电容器278和并联电阻器280的串联电阻器276。峰值检波器188包括耦合到旁路电容器294和并联电阻器296的二极管检波器292。
差分电路190具有通过串联电阻器282耦合到运算放大器284的负输入端的第一输入端304。第二输入端306通过串联电阻器286和并联电阻器288耦合到运算放大器284的正输入端。运算放大器284的输出端是峰值和差分检波器的输出端262。
由包络检波器178(图5)产生的包络信号被加载到峰值和差分检波器的输入端260。该包络信号加载到平均值电路188和峰值检波器186。由峰值检波器186产生包络信号的峰值，而由平均值电路188产生包络信号的平均值。
第一运算放大器266和第二运算放大器272是在平均值电路188和差分电路190之间以及在峰值检波器186和差分电路190之间提供隔离的电压跟随器。缓冲的平均值加载到第一输入端304，缓冲的检测信号峰值加载到第二输入端306。在输出端262产生峰值和平均值信号之间的差值。
在图5的功率放大电路的另一个实施例中，峰值和差分检波器182不包括差分电路190。取而代之，通过ADC192，对峰值检波器186和平均值电路188直接抽样。数字电路194或者控制器184计算峰值对平均值比。因此这个另一个实施例消除了对相关表196和简化的电路构造的需要。对于在20dB数量级上的足够的动态范围中使用单个峰值检波器186和单个平均值电路188，ADC192在十二比特的数量级上必须具有高分辨率。
在图5的功率放大电路的另一个另一个实施例中，峰值对平均值检波器180不包括峰值和差分检波器182。取而代之，由包络检波器178产生的包络信号经线路179直接加载到ADC192。峰值对平均值比是利用软件来计算。在IS-136TDMA蜂窝电话系统中，ADC192必须在大约50KHz上抽样包络信号。对于IS-95CDMA蜂窝电话系统，ADC192必须在大约2．5MHz上抽样包络信号。
当ADC192直接抽样由包络检波器178产生的检测基带信号时，功率放大电路可以包括可选的基带数字峰值检波器175以便消除对更高采样率的需要。发射机16(图1)包含用于接收信息信号和产生数字I-Q流的数字基带电路(例如如现有技术中已知的，通过编码器，未示出)。发射机16(图1)进一步包括如现有技术中已知的用于将数字流转换为射频(RF)输入信号的传统的发射机电路(也未示出)。例如，发射机电路包括频率变换混频器、正交调制器和滤波器。
数字峰值检波器175经端口171监视由数字基带电路(未示出)产生的数字流以便确定RF输入信号中的峰值何时出现。数字峰值检波器175产生被加载到延迟方框181的峰值指示信号。延迟方框是说明当数字流通过发射机16(图1)并在输出端176(图5)产生时数字流将经历的延迟的数字延迟电路。该延迟信号被加载到ADC192的抽样和保存电路以便触发ADC192在适当的时间抽样峰值。然后ADC192产生数字峰值。
数字峰值检波器175包括专用集成电路(ASIC)中能够实现的数字逻辑。数字峰值检波器175监视IQ比特流的使包络检波器178在包络中产生峰值幅度的先验已知的比特模式。数字峰值检波器功能还可以通过软件实现或者通过控制器184(图5)执行。监视数字基带信号的峰值的范例在悬而未决的标题为“具有补偿的数字调制器”的系列号为No．08／694／004的1996年8月8日申请的的美国专利申请中描述，转让给本发明的受让人，在此将其内容包含作为参考。
图7表示说明一种放大RF信号的方法的流程图。该方法起始于方框350，然后在方框352便携无线电话12(图1)打开。在方框354可变阻抗网络174(图5)设置为初始阻抗。例如，这可以通过发送数字字0000到可变阻抗网络402(图9)来完成。初始阻抗是已知的起点阻抗，以便使便携无线电话符合相邻和相间信道功率规范。
在方框356，选择期望的平均功率并设置VGA206(图5)的增益以便获得期望的平均功率。通过不断地监视平均输出功率以及调整VGA206(图5)的增益使输出功率回路保持锁定以便保持期望的平均输出功率。
在方框358检测放大信号的峰值对平均值比，然后在判断方框360确定该检测的峰值对平均值比是否在预定电平或极限范围之内。如果检测的峰值对平均值比是在预定电平之内，则在判断方框372确定本方法是否完成(例如，信号传输是否完成)。如果方法完成，则本方法在方框374结束；否则，本方法继续到方框356。
预定电平是已知的相应于某个相间信道辐射功率和某个相邻信道辐射功率的任何一个的预定峰值对平均值比。例如，在IS-95CDMA便携式无线电话中，预定峰值对平均值比可能大约是3dB。
在判断方框360确定该峰值对平均值比是否没有足够接近于预定电平(例如，在预定电平加减预定值之内，诸如在+／-0．5dB之内)，然后在判断方框362确定检测的峰值对平均值比是否大于预定电平。如果检测的峰值对平均值比大于预定电平，然后在判断方框364确定可变阻抗网络174(图5)是否有向功率放大器输出端173(图5)呈现不同的阻抗的更多的剩余的阻抗调整范围。
如果从可变阻抗网络174(图5)没有更多可用的动态范围，则可变阻抗网络174保持现有的设置，流程继续到方框356。例如，如果加载到可变阻抗网络402(图9)的当前的数字字是1111，则这里没有更多的可用状态可增加到可变阻抗网络174(图5)。
如果有更多的可用的动态范围(例如当前的数字字是小于1111)，则在方框366改变负载控制信号以便调整可变阻抗网络174(图5)。例如，对于可变阻抗网络402(图9)，调整可变阻抗网络402，包括增加数字控制字(例如，负载控制信号)到更高的状态，例如从1110到1111。然后该方法继续到方框356。
如果在方框362确定检测的峰值对平均值比低于预定电平，那么在方框368确定在可变阻抗网络174(图5)中是否有任何剩余的动态范围。例如，在图9如果可变阻抗网络402的负载控制信号当前是0000，则负载控制信号不能被降到更低。如果没有剩余动态范围，则保持可变阻抗网络174(图5)的现有的设置，然后流程继续到方框356。
如果可变阻抗网络174(图5)有更多可用的动态范围，则在方框370改变负载控制信号以便调整可变阻抗网络174。例如，对于可变阻抗网络402(图9)，调整可变阻抗网络174包括：减少数字控制字(例如负载控制信号)到一更低的状态，例如，从0001到0000。然后，本方法继续到方框356。
图8表示第一实施例的可用于向功率放大器172(图5)呈现各种的阻抗的可变阻抗网络400。可变阻抗网络400包括：第一传输线路408，耦合到地电位416的固定旁路电容器412，第二传输线路410，和至少一个耦合到地电位416的可变元件418。可以从包括变容二极管和电压可变电容器的组合中选择可变元件418。负载控制信号作为电压加载到输入端403以便改变可变元件418的电容。箭头404说明在输入端406呈现的阻抗实质上保持为功率放大器172(图5)的各个输出功率电平的最佳阻抗。控制器184(图5)产生模拟电压作为负载控制信号。因此，控制器可以包括数字模拟转换器(DAC)以便产生该模拟信号。
可以预想可变阻抗网络400的其它结构。例如，附加元件可以包括诸如集总元件或分布参数元件电感线圈、附加的传输线路和电容器、和附加的可变元件。
图9表示第二实施例的可变阻抗网络402。可变阻抗网络402包括，第一传输线路442，耦合到地电位448的固定旁路电容器446，第二传输线路444，和至少一个耦合到地电位448的可变元件452。至少一个可变元件452包括使用PIN二极管或微机械开关可选择地耦合到功率放大器的输出端173(图5)并从功率放大器的输出端173断开的多个电容器454。负载控制信号被加载到输入端450，以便开关多个开关456，该多个开关将多个电容器454耦合到功率放大器的输出端173(图5)。箭头458表示在输入端440呈现的阻抗被保持。
在所述实施例中，控制器184(图5)产生四比特数字控制信号来控制多个开关456。控制器可以包括移位寄存器(未示出)以便将数字控制字转换为作为负载控制信号的四比特并行字。在另一实施例中，移位寄存器可以和功率放大器172在一个多芯片模块上(图5)。因此，对于可变阻抗网络402，可能有十六种不同的阻抗。
因此，可变阻抗网络至少有一个可变元件。可变元件可以从包括变容二极管、电压可变电容器和使用微电动机械开关或PIN二极管可选择地耦合到信号放大器的输出端和从信号放大器的输出端断开的多个电容器的组中选择。
不需要创造性劳动就能想到可变阻抗网络402的其它构造。例如，附加的元件可以包括诸如集总元件或分布参数元件电感线圈、附加的传输线路和电容器和附加的可变元件。可变阻抗网络400和可变阻抗网络402的结合可用于增加可获得的阻抗的范围。另外，负载控制信号可以包括分别控制不同的可变阻抗元件的多个信号。
图10是表示阻抗状态范围的史密斯圆图470，例如，对应于可变阻抗网络402(图9)。第一阻抗状态472，也表示初始阻抗状态，相应于0000的负载控制信号。最后一个阻抗状态474相应于1111的负载控制信号。
提供的先前所述的首选实施例允许本领域的任何技术人员制造或使用具有负载调整的功率放大电路。对本领域的那些技术人员来说，对这些实施例的各种修改将是显而易见的，而且，在此定义的通用的原理可以加载到其它实施例而不必使用创造性才能。例如，功率放大电路可以与操作在不止一个频带上的发射机一起使用。根据峰值对平均值比和操作频带(例如，不同的期望的峰值对平均值比)来调整负载。
本功率放大电路提供了一种保持必需的相邻信道和相间信道功率性能的同时改进功率放大器效率的高效的方法。实质上可以从功率放大器得到相邻和相间信道功率。可选择地，可以从发送路径中在功率放大器前面的其它发射机电路得到相邻和相间信道功率。该功率放大电路还考虑到在便携式无线电话中出现的部件到部件变化上对相邻和相间信道功率的控制。

Claims (14)

1．一种功率放大电路，包括：
用于放大输入信号以便产生放大信号的功率放大器；
耦合到功率放大器的输出端的可变阻抗网络，响应于负载控制信号，该可变阻抗网络向功率放大器的输出端呈现不同的阻抗；
耦合到功率放大器的输出端的峰值对平均值差分检波器，峰值对平均值差分检波器检测放大信号的峰值电平和放大信号的平均功率然后提供峰值电平和平均功率之间差值的指示；和
耦合到峰值对平均值差分检波器和可变阻抗网络的控制器，响应于放大信号的峰值电平和平均功率之间的差值指示，该控制器用于产生负载控制信号。
2．根据权利要求1的功率放大电路，其中控制器使可变阻抗网络向功率放大器的输出端呈现不同的阻抗以便使峰值电平和平均功率之间的差值实质上保持等于预定电平。
3．根据权利要求2的功率放大电路，其中基于峰值电平和平均功率之间的差值指示，控制器确定放大信号的峰值对平均值比，响应于峰值对平均值比，控制器产生负载控制信号。
4．根据权利要求1的功率放大电路，其中根据可改变的期望的平均输出功率来改变平均输出功率，只在平均输出功率的总动态范围的一部分上，控制器使可变阻抗网络向功率放大器的输出端呈现不同的阻抗。
5．根据权利要求1的功率放大电路，更进一步包括耦合到功率放大器的输入端的可变增益电路，其中响应于平均功率的指示，该控制器调整可变增益电路的增益以便使平均功率实质上等于期望的平均输出功率。
6．根据权利要求1的功率放大电路，其中峰值对平均值差分检波器检测预定时间周期上的放大信号的峰值电平和平均功率。
7．一种功率放大电路，包括：
用于放大输入信号以便产生放大信号的功率放大器；
耦合到功率放大器的输出端的可变阻抗网络，响应于负载控制信号，该可变阻抗网络向功率放大器的输出端呈现不同的阻抗；
耦合到功率放大器的输出端的峰值对平均值检波器，峰值对平均值检波器提供放大信号的峰值对平均值比的指示；和
耦合到峰值对平均值检波器和可变阻抗网络的控制器，响应于放大信号的峰值对平均值比的指示，该控制器用于产生负载控制信号。
8．根据权利要求7的功率放大电路，其中控制器使可变阻抗网络向功率放大器的输出端呈现不同的阻抗以便使放大信号的峰值对平均值比实质上等于预定电平。
9．根据权利要求7的功率放大电路，其中根据可改变的期望的平均输出功率来改变平均输出功率，只在平均输出功率的总动态范围的一部分上，控制器使可变阻抗网络向功率放大器的输出端呈现不同的阻抗。
10．根据权利要求7的功率放大电路，更进一步包括耦合到功率放大器的输入端的可变增益电路，其中峰值对平均值检波器提供平均输出功率的指示，响应于平均功率的指示，控制器调整可变增益电路的增益以便使平均功率实质上等于期望的平均输出功率。
11．根据权利要求7的功率放大电路，其中峰值对平均值检波器检测预定时间周期上的放大信号的峰值对平均值比。
12．一种放大射频(RF)信号的方法，该方法包括：
利用功率放大器放大RF信号以便产生放大信号；
检测放大信号的峰值对平均值比；
产生峰值对平均值比的指示；和
响应于峰值对平均值比的指示改变呈现在功率放大器输出端的阻抗。
13．根据权利要求12的方法，其中向功率放大器的输出端呈现的阻抗使放大信号的峰值对平均值比实质上等于期望的峰值对平均值比。
14．根据权利要求13的方法，其中根据可改变的期望的平均输出功率来改变放大信号的平均输出功率，只在平均输出功率的总动态范围的一部分上，改变呈现在功率放大器输出端的阻抗。
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