CN1168035A - 用于高速通信的扩展频谱通信系统 - Google Patents

Abstract

一种快速扩展频谱通信系统，具有较少的电路以及分配给用户较少的PN代码。发射的数字数据被分成4位帧。每个帧的4位数据又分成依据预定次序分成第一到第四分量。由第一和第二分量构成第一复数，相应于第三和第四分量的值设定第二复数。通过相乘这些复数来扩展发射数据的频谱。四种匹配滤波器以存储在接收机中PN代码的不同组合来解扩展接收到的信号。相应于匹配滤波器的输出复制出第一到第四分量。

Description

用于高速通信的扩展频谱通信系统

本发明涉及用于无线通信诸如移动通信和无线LAN通信的扩展频谱通信系统。本发明尤其涉及用于高速通信的频谱扩展的通信系统。

为了在频谱扩展通信中实现较高的通信速度，已提出M-ary方法、并行方法和并行组合方法。(见AKECHIKA、Yasuaki等人在B-II，Vol.J74-B-II，No.5，pp207-214，May 1991的《电子信息通信社会论文》)。在M-ary方法中，预先准备多个PN代码。每个PN代码相应于发射信号的预定比特模式。根据发射信号选择和发射一个PN代码。

在并行方法中，预先准备多个PN代码。发射信号被分成并行信号，由各个PN代码扩展并以并行发射。并行组合方法也利用多个PN代码。根据发射信号选择PN代码的组合，并行地发射一个或多个PN代码。

在此高速频谱扩展的通信方法中，接收机必须能同时接收多个PN代码序列。于是，解调器需要多个匹配滤波器。较快的速度寄希望于电路规模。在常规的高速通信方法中，虽然限制了可用PN代码的数目，但必须把许多PN代码分配给一个用户。因此，限制了用户的数目。

因此，本发明的一个目的是提供一种频谱扩展的通信方法，它以最小的电路实现较高速的通信，而不增加分配给每个用户的PN代码的数目。

为了实现此目的，本发明的频谱扩展通信系统具有包含发射机的第一通信站和包含接收机的第二通信站。发射机具有第一和第二PN代码、把发射数据分成具有4位的帧的装置、把帧的4位构成第一到第四分量(element)的装置，以及乘法器部件，该部件把第一和第二分量限定的第一复数数据与第一和第二PN代码组合限定的第二复数数据相乘，来扩展发射数据的频谱。由第三和第四分量限定该组合。正交调制器调制相乘数据的实部和虚部。

接收机包括第一和第二PN代码。正交检测器检测接收到的信号的同相和正交相位部分。匹配滤波器以第一和第二PN代码解扩展所接收信号的同相和正交相位部分。

依据本发明的第二个方面，乘法器部件计算(Ii+jIq)(Cx+jCy)，这里Ii是第一分量的值，Iq是第二分量的值，(Cx+jCy)定义为第一和第二PN代码组合。正交调制器调制作为同相和正交相位信号的相乘数据的实部和虚部。匹配滤波器用第一和第二PN代码的所有组合解调所接收信号的同相和正交相位部分，匹配滤波器的数目为四个。

匹配滤波器可包括把第一PN代码加到同相部分的第一匹配滤波器，把第二PN代码加到同相部分的第二匹配滤波器，把第一PN代码加到正交相位部分的第三匹配滤波器，以及把第二PN代码加到正交相位部分的第四匹配滤波器。

图1是依据本发明的扩展频谱通信系统。

图2是图1的发射机TRN。

图3是图1的接收机REC。

图4是图3的匹配滤波器部件MFU。

图5是图3的运算部件OPU。

图6是图3的解调器部件DEM。

图7是图4的电平检测器LVD。

图8是图5的绝对值电路Abs51。

图9是图6的多路复用器MUX6。

图10是图4中MF1到MF4的另一匹配滤波器。

图11是图10的匹配滤波器。

图12是图11的采样保持器(sample holder)。

图13是图11的乘法器。

图14是图12的开关SW。

图15是图11的加法器ADD91。

图16是图10的基准电压产生器。

图17是发射信号相位的构象。

1.第一实施例

图1是依据本发明第一实施例的扩展频谱通信系统的方框图。基站BS1通过天线ATN使用多个PN代码对每个用户站US发送和接收信号。发射数据S(t)由发射机TRM从串行转换成并行，并被调制。已调制信号MS(t)馈给天线ATN用于发射。天线ATN接收到的信号R(t)被接收机REC解调成并行数据并被转换成串行信号DR(t)。开关SW切换来去网络NET的用户数据。

用户站US也具有天线ATN、发射机TRN和接收机REC。它们与基站BS1中的装置相同，故省略其说明。在说明书和权利要求书中，基站和用户站都理解为通信站。

图2示出图1所示扩展频谱通信系统的发射机TRN。发射机TRN包括把发射数据S(t)以4位一帧方式保存的移位寄存器SREG1和并行地加载来自SREG1的数据的寄存器REG1。寄存器REG1产生4位输出即复数数据I的实部Ii和虚部Iq，以及控制信号CNT1和CNT2。主时钟CLKm供给SREG1。

发射信号S(t)以与CLKm同步的方式写入移位寄存器SREG1。在四位数据被存入移位寄存器SREG1后，具有CLKm四倍周期的子时钟CLKs供给寄存器REG1，以加载来自移位寄存器的四位数据。Ii、Iq、CNT1和CNT2的次序不限于上述次序，只要保持特定次序即可。

实部信号Ii被输入乘法器MUL1和MUL2。虚部信号Iq被输入乘法器MUL3和MUL4。这些乘法器MUL1到MUL4把PN代码乘到信号Ii和Iq上。移位寄存器PN1和PN2分别具有第一和第二PN代码，并从最后一级把PN代码并行地输出到选择器SEL1和SEL2。

移位寄存器PN1和PN2的最后一级也分别反馈到其第一级。当PN代码为M序列时，移位寄存器PN1和PN2可包括具有确定反馈抽头(tap)的PN代码生成多项式的线性反馈移位寄存器。每个选择器SEL选择一个PN代码。选择器SEL1把其输出提供给乘法器MUL1和MUL4，选择器SEL2把其输出提供给乘法器MUL2和MUL3。在乘法器MUL1～MUL4中，当Ii和Iq等于“1”时，将输入的PN序列PN1和PN2直接输出，当Ii和Iq等于“0”时，则将输入的PN序列PN1和PN2反相输出。

控制信号CNT1切换选择器SEL1。控制信号CNT1和CNT2被输入异或门G1，异或门G1的输出控制选择器SEL2。假定移位寄存器PN1和PN2中的PN代码分别为C1和C2，则对于给定的控制信号CNT1和CNT2，选择器SEL1和SEL2的输出如表1所示。

CONT1	CONT2	G1输出	SEL1输出	SEL2输出
					1	0	1	C1	C1
1	1	0	C1	C2
					0	0	0	C2	C2
0	1	1	C2	C1

表1

乘法器MUL1和MUL3的输出被输入到减法器SUB1。从MUUL1输出中减去MUL3输出所得的结果为Si。乘法器MUL2和MUL4的输出输入到加法器ADD1，以获得其和Sq。信号Si和Sq分别是控制信号的实部和虚部。

混频器MIX11用振荡器OSC11产生的载波调制实部Si。正交载波产生器QD11使载波偏移90度，混频器MIX12用已偏移的载波调制虚部Sq。最后，合成器SUM1合成由混频器MIX11和MIX12调制的同相和正交相位信号，并把合成的信号发射到天线。

依据表1所示的PN代码的组合而运算以下公式(1)到(4)中的一个公式。结果为复数(Ii+jIq)与(Cx+jCy)的复数积(这里，Cx，Cy∈{C1，C2})。

(a)当  CNT1＝1，CNT2＝0，

  Si+j^*Sq＝(Ii+j^*Iq)(C1+j^*C1)

         ＝C1(Ii-Iq)+j^*C1(Ii+Iq)                                (1)

(b)当  CNT1＝1，CNT2＝1，

  Si+j^*Sq＝(Ii+j^*Iq)(C1+j^*C2)

         ＝(C1^*Ii-C2^*Iq)+j(C2^*Ii+C1^*Iq)                     (2)

(c)当  CNT1＝0，CNT2＝0，

  Si+j^*Sq＝(Ii+j^*Iq)(C2+j^*C2)

         ＝C2(Ii-Iq)+j^*C2(Ii+Iq)                                (3)

(d)当  CNT1＝0，CNT2＝1，

  Si+j^*Sq＝(Ii+j^*Iq)(C2+j^*C1)

         ＝(C2^*Ii-C1^*Iq)+j(C1^*Ii+C2^*Iq)                     (4)

图17示出高斯平面上调制信号的构象(分布)，高斯平面具有代表同相分量的实轴和代表正交分量的虚轴。调制信号分布成四点P1、P2、P3和P4。这些点在I和Q轴上具有三个值中的一个值，这三个值相应于公式(1)到(4)中实部和虚部的三个值±1和0。

当被映射到虚线所示的I+Q轴(Cx轴)和I-Q轴(Cy轴)时，这四点具有二进制值。(Ii，Iq)的两位被映射到这四点上。依据变量CNT1和CNT2把代码C1和C2映射到(Cx，Cy)上。相应于控制信号CNT1和CNT2给出的2位数据的映射类型是(C1，C1)、(C1，C2)、(C2，C2)和(C2，C1)。按在I+Q和I-Q轴上以二进制表示的代码来发射2位信息。信息Ii和Iq结合在一起，对每个信号点一共发射4位信息。

图3是图1所示控制频谱通信系统的接收机REC。接收机REC具有串联的匹配滤波器部件MFU、运算部件OPU、译码器部件DEC，以及并行-串行转换器P/S。匹配滤波器部件MFU解调接收信号R(t)并用PN代码去乘解调信号。

匹配滤波器部件MFU的输出被运算部件OPU运算并被译码器部件DEC译码成并行信号Ii、Iq、CNT1和CNT2。并行-串行转换器P/S把译码器部件DEC输出的信号Ii、Iq、CNT1和CNT2转换成串行信号DR(t)。

图4是图3所示接收机REC的匹配滤波器部件MFU。匹配滤波器部件MFU具有匹配滤波器MFU1到MFU4，它们解扩展解调信号Ri和Rq并分别输出Dii、Diq、Dqi和Dqq。混频器MIX21把接收信号R(t)与振荡器OSC21给出的同相信号相混合。混频器MIX22把接收信号R(t)与经相移器QD21把同相信号偏移90度获得的正交信号相混合。结果，接收信号R(t)被分成同相和正交相位部分，它们分别通过低通滤波器LPF1和LPF2变成接收信号分量Ri和Rq。

分量Ri输入匹配滤波器MF1和MF2，分量Rq输入匹配滤波器MF3和MF4。基准电压产生器REF向匹配滤波器MF1到MF4提供基准电压Vref。匹配滤波器MF1和MF3响应于PN代码C1，匹配滤波器MF2和MF4响应于PN代码C2。

由发射信号Si+jSq和发射路径中的相位旋转角θ，用以下在实轴和虚轴上具有同相和正交分量的复数来表示接收信号。

Ri+Rq＝(Si+iSq)e^jθ

     ＝Si cosθ-Sq sinθ+j(Sq cosθ+Si sinθ)                  (5)

  则，

Ri＝Si cosθ-Sq sinθ                                                                                       (6)

Rq＝Sq cosθ+Si sinθ                                                                                       (7)

因此，用于以上条件(a)到(d)的解扩展运算分别表示为(A)到(D)。这里Di和Dq分别是实部和虚部。省略了发射路径的噪声和其它小的影响。

(A)当Si1＝C1(Ii-Iq)and Sq1＝C1(Ii+Iq)，

Dii＝Ri^*C1

   ＝C1²(Ii-Iq)cosθ-C1²(Ii+Iq)sinθ                                                      (8)

Diq＝Ri^*C2

   ＝C1^*C2(Ii-Iq)cosθ-C1^*C2(Ii+Iq)sinθ                                               (9)

Dqi＝Rq^*C1

   ＝C1²(Ii+Iq)cosθ+C1²(Ii-Iq)sinθ                                                      (10)

Dqq＝Rq^*C2

   ＝C1^*C2(Ii+Iq)cosθ+C1^*C2(Ii-Iq)sinθ                                               (11)

  则，

Di1＝Dii+Dqi＝2^*C1²(Ii cosθ-Iq sinθ)                         (12)

Dq1＝Dqi-Dii＝2^*C1²(Iq cosθ+Ii sinθ)                         (13)

(B)当

    Si2＝C1^*Ii-C2^*Iq and Sq2＝C2^*Ii+C1^*Iq，

Dii＝Ri^*C1                                                       (14)

   ＝C1²(Ii cosθ-Iq sinθ)-C1^*C2(Iq cosθ+Ii sinθ)

Diq＝Ri^*C2                                                       (15)

   ＝-C2²(Ii sinθ+Iq cosθ)+C1^*C2(Ii cosθ-Iq sinθ)

Dqi＝Rq^*C1                                                        (16)

   ＝C1²(Ii sinθ+Iq cosθ)+C1^*C2(Ii cosθ-Iq sinθ)

Dqq＝Rq^*C2                                                        (17)

   ＝C2²(Ii cosθ-Iq sinθ)+C1^*C2(Ii sinθ+Iq cosθ)

  则，

Di2＝Dii+Dqq＝(C1²+C2²)(Ii cosθ-Iq sinθ)           (18)

Dq2＝Dqi-Diq＝(C1²+C2²)(Ii sinθ+Iq cosθ)           (19)

(C)当

    Si3＝C2(Ii-Iq)and Sq3＝C2(Ii+Iq)，

Dii＝Ri^*C1＝C1^*C2(Ii-Iq)cosθ-C1^*C2(Ii+Iq)sinθ          (20)

Diq＝Ri^*C2＝C2²(Ii-Iq)cosθ-C2²(Ii+Iq)sinθ                  (21)

Dqi＝Rq^*C1＝C1^*C2(Ii+Iq)cosθ+C1^*C2(Ii-Iq)sinθ          (22)

Dqq＝Rq^*C2＝C2²(Ii+Iq)cosθ+C2²(Ii-Iq)sinθ                  (23)

    则，

Di3＝Dqq+Diq＝2^*C2²(Ii cosθ-Iq sinθ)               (24)

Dq3＝Dqq-Diq＝2^*C2²(Ii sinθ+Iq cosθ)               (25)

(D)当

    Si4＝C2^*Ii-C1^*Iq and Sq4＝C1^*Ii+C2^*Iq，

Dii＝Ri^*C1                                            (26)

   ＝-C1²(Ii sinθ+Iq cosθ)+C1^*C2(Ii cosθ-Iq sinθ)

Diq＝Ri^*C2                                            (27)

   ＝C2²(Ii cosθ-Iq sinθ)-C1^*C2(Ii sinθ+Iq cosθ)

Dqi＝Rq^*C1                                            (28)

   ＝C1²(Ii cosθ-Iq sinθ)+C1^*C2(Ii sinθ+Iq cosθ)

Dqq＝Rq^*C2                                            (29)

   ＝C2²(Ii sinθ+Iq cosθ)+C1^*C2(Ii cosθ-Iq sinθ)

    则，

Di4＝Diq+Dqi＝(C1²+C2²)(Ii cosθ-Iq sinθ)           (30)

Dq4＝Dqq-Dii＝(C1²+C2²)(Iq cosθ+Ii sinθ)           (31)

这些复数(信号电平)的绝对值由以下公式(32)到(34)计算。 $\sqrt{({\mathrm{Dil}}^2+{\mathrm{Dql}}^2)}=(2+{C1}^2)\sqrt{({\mathrm{Ii}}^2+{\mathrm{Iq}}^2)}----\left(32\right)$ $\sqrt{({\mathrm{Di}2}^2+{\mathrm{Dq}2}^2)}=\sqrt{({\mathrm{Di}4}^2+{\mathrm{Dq}4}^2)}$ $=({C1}^2+{C2}^2)\sqrt{({\mathrm{Ii}}^2+{\mathrm{Iq}}^2)}----\left(33\right)$ $\sqrt{({\mathrm{Di}3}^2+{\mathrm{Dq}3}^2)}={(2}^{*}C2)\sqrt{({\mathrm{Ii}}^2+{\mathrm{Iq}}^2)}----\left(34\right)$

当发射PN代码相应于解扩展PN代码时，获得上述公式。如果解扩展PN代码不相应于发射PN代码，则公式(B)变为如下所示。

(B-1)当按上述条件(A)解扩展时，

Di1＝Dii+Dqi

   ＝C1(C1-C2)(Ii cosθ+Iq sinθ)

   +C1(C1+C2)(Ii cosθ-Iq sinθ)                 (35)

Dqi＝Dqi-Dii

   ＝C1(C1-C2)(Iq sinθ-Ii cosθ)

    +C1(C1+C2)(Ii sinθ+Iq cosθ)                         (36)

由于代码C1和C2正交，C1^*C2＝0。因此复数绝对值(信号电平)表示为公式(37)。 $\sqrt{({\mathrm{Dil}}^2+{\mathrm{Dql}}^2)}=\sqrt{{2C1}^2}\sqrt{({\mathrm{Ii}}^2+{\mathrm{Iq}}^2)}----\left(37\right)$

此绝对值是公式(33)的绝对值的大约 ，这可从公式(40)的绝对值看出。

(B-2)当按以上条件(C)解扩展时，

Di3＝Dqq+Diq

   ＝C2^2*{Ii(sinθ-cosθ)-Iq(sinθ-cosθ)}                (38)

Dq3＝Dqi-Dii

   ＝C2^2*{Ii(sinθ+cosθ)-Iq(sinθ-cosθ)}                (39)

则， $\sqrt{({\mathrm{Di}3}^2+{\mathrm{Dq}3}^2)}=\sqrt{{2C2}^2}\sqrt{({\mathrm{Ii}}^2+{\mathrm{Iq}}^2)}----\left(40\right)$

此绝对值是公式(33)的绝对值的大约 ，这可从公式(40)的绝对值看出。

(B-3)当按以上条件(D)解扩展时，

Di4＝Diq+Dqi

   ＝2C1^*C2(Ii cosθ-Iq sinθ)

    +(C1²-C2²)(Ii sinθ+Iq cose)                          (41)

Dq4＝Dqq-Dii

   ＝2C1^*C2(Ii sinθ+Iq cosθ)

    -(C1²-C2²)(Ii cosθ-Iq sinθ)                         (42)

则， $\sqrt{({\mathrm{Di}4}^2+{\mathrm{Dq}4}^2)}=\sqrt{({C1}^2-{C2}^2)({\mathrm{Ii}}^2+{\mathrm{Iq}}^2)}=0---\left(43\right)$

图5示出图3所示运算器部件OPU。运算器部件具有运算器COM31、COM32、COM33和COM34，它们分别如公式(A)到(D)进行运算。

运算器COM31包括按公式(12)运算Di1＝Dii+Diq的加法器ADD31和按公式(13)运算Dq1＝Dqi-Dii的减法器SUB31。同样，运算器COM32包括按公式(18)运算Di2＝Dii+Dqq的加法器ADD32和按公式(19)运算Dq2＝Dqi-Diq的减法器SUB32。运算器COM33包括按公式(24)运算Di3＝Dqq+Diq的加法器ADD33和按公式(25)运算Dq3＝Dqq-Diq的减法器SUB33。运算器COM34包括按公式(30)运算Di4＝Diq+Dqi的加法器ADD34和按公式(31)运算Dq4＝Dqq-Dii的减法器SUB34。

图6是图3所示译码器部件DEC的例子。译码器部件DEC中输入运算部件OPU的运算结果。译码器部件DEC具有相应于公式(A)到(D)运算结果的信号电平检测器LVD1、LVD2、LVD3和LVD4。信号电平检测器LVD1到LVD4根据实部Di1到Di4以及虚部Dq1到Dq4计算复数的绝对值。如上所示，通过计算绝对值可检测到峰值电平，而与旋转相位无关。

电平检测器LVD1到LVD4的输出被输入最大值选择器电路MAX，该电路输出具有最大绝对值的电平检测器LVD的号数N。很容易检测到最大信号，因为当解扩展PN代码不相应于发射PN代码时，绝对值足够小(

)。

号数N被输入译码器DEC2和选择器SEL。译码器DEC2根据号数N输出控制信号CNT1和CNT2。选择器SEL选择号数N指定的运算结果，并输出该结果作为Di和Dq，此Di和Dq被输入用于重新产生复数数据Ii和Iq的判定器DED。可用常规判定器作为判定器DED。

图7示出电平检测器LVD1的一个例子。电平检测器LVD1根据按以下对信号Di1和Dq1的近似计算确定复数绝对值Mag1。

Mag1＝15/22｜Di1｜+15/22｜Dq1｜+5/22‖Di1｜-｜Dq1‖        (44)

在本发明申请人提交的7-274839号日本专利申请中描述了该近似，它在所有范围内都非常准确。电平检测器LVD1包括分别输入信号Di1和Dq1的第一和第二绝对值电路Abs51和Abs52。

减法器SUB5从绝对值电路Abs51的输出中减去绝对值电路Abs52的输出，并把此结果提供给绝对值电路Abs53。加法器Add5在把绝对值电路Abs51、Abs52和Abs53的输出分别乘以15/12、15/22和15/22后把它们相加，以计算公式(32)的绝对值。其它电平检测器LVD2到LVD4类似于LVD1，省略其说明。

图8示出绝对值电路Abs51的一个例子。绝对值电路Abs51具有MOS倒相器I6，该倒相器I6确定输入电压Di1+Vdd/2(具有基准电平Vdd/2)是否大于阈值Vdd/2，即确定输入信号Di1是否大于阈值0。倒相器I6在输入Di1小于阈值时输出Vdd，在输入Di1大于阈值时输出0[V]。

输入信号Di1也通过电容器C61反馈到具有反馈电容器C62的倒相器INV6。电容器C61和C62具有相同的电容并输出Di1(Vdd/2-Di1)的倒相信号Vinv6。倒相输出Vinv6和输入信号Di1都被输入多路复用器MUX6。多路复用器MUX6根据倒相器I6的输出Vi6选择信号Di1或倒相信号Vinv6。绝对值电路Abs52和Abs53与绝对值电路Abs51相同，省略其说明。

图9示出图8的多路复用器MUX6的一个例子。多路复用器MUX6包括一对分别输入信号Di1和Vinv6的MOS开关T71和T72。在开关T71中，栅极控制信号Vi6输入到n-MOS的栅极，Vi6的倒相信号输入到p-MOS的栅极。在MOS开关T72中，控制信号Vi6输入到p-MOS的栅极，Vi6的倒相信号输入到n-MOS的栅极。换句话说，开关T71和T72交替闭合，并输出电压Di1或Vinv6作为输出Vabs51。

图10示出图4的匹配滤波器MF1到MF4和基准电压产生器REF的另一个例子。由一个匹配滤波器MF81实现匹配滤波器MF1和MF2，并由一个匹配滤波器MF82实现匹配滤波器MF3和MF4。

图11是图10的匹配滤波器MF81的一个例子。匹配滤波器MF81包括n个采样保持器SH91到SH9n，这里n是匹配滤波器MF81的选择数目。输入信号并连到采样保持器SH91到SH9n。控制器CTRL1使得在某一时刻，采样保持器SH91到SH9n中只有一个能接受所接收的数据。类似于发射机TRN，控制器CTRL2存储PN代码，并分别根据PN代码C1和C2控制乘法器MUL9i1和MUL9i2(i＝1到n)。

每个采样保持器向两个乘法器输出一个保持输出。例如，采样保持器SH91的输出馈给乘法器MUL911和MUL912。同样，采样保持器SH92的输出馈给乘法器MUL921和MUL922。采样保持器SH93的输出馈给乘法器MUL931和MUL932。采样保持器SH9n的输出馈给乘法器MUL9n1和MUL9n2。每个乘法器也连到控制器CTRL2并被CTRL2根据PN代码C1或C2进行控制。

两组乘法器MUL9i1和MUL9i2(i＝1n)相应于图4的两个匹配滤波器MF1和MF2。乘法器MUL9i1(i＝1n)的输出馈给加法器ADD91。乘法器MUL9i2(i＝1n)的输出馈给加法器ADD92。加法器ADD91和ADD92合计其输入并分别输出结果Dii和Diq。匹配滤波器MF82类似于匹配滤波器MF81，省略其说明。

一组采样保持器SH91到SH9n保持用于多组校正操作的信号Ri。于是，与具有各组采样保持器的匹配滤波器相比，使得整个电路变小，且消耗较少的能量。

图12示出采样保持器SH91的一个例子。在图12中，输入信号Ri通过开关SW馈给电容器C101，此开关由控制器CTRL1的控制信号S1控制。MOS倒相器I101、I102和I103串联的三级MOS倒相器输入电容器C101的输出。最后一个倒相器I103的输出Vsh91通过反馈电容器C102反馈到第一倒相器I101的输入，这使得输出Vsh91变得非常线性。当开关SW闭合时，电容器C101充电或放电到电平Ri，而由反馈电容器C102保证其线性。当开关SW断开时，采样保持器SH91保持信号电平Ri。

最后一个倒相器I103的输出通过电容器C103接地。第二倒相器I102的输出连到电源电压Vdd，并通过一对平衡电阻器R101和R102接地。这些元件防止具有反馈系统的倒相放大器的振荡。采样保持器SH92到SH9n具有类似于采样保持器SH91的结构，省略其说明。

采样保持器SH91到SH9n中不传递数据，因此，可防止从数据传递中产生误差。另一方面，当PN代码改变时，数据和PN代码的相关性也周期性地变化。因为PN代码是二进制数据，所以标准数字电路可用于存储PN代码，且数据传递不引起任何误差。

图13示出图11的乘法器MUL911的一个例子。乘法器MUL911包括两个多路复用器MUX111和MUX112。采样保持器SH91的输出Vsh91和基准电压Vref都被输入多路复用器MUX111和MUX112。控制器CTRL2(图11)分别通过信号S2和S3控制多路复用器MUX111和MUX112。当一个多路复用器输出Vsh91时，另一个多路复用器输出基准电压Vref。

多路复用器MUX111和MUX112相应于扩展代码“1”(高电平)和“-1”(低电平)。当把代码“1”乘以输入电压Vsh91时，多路复用器MUX111输出Vsh91。当乘以“-1”时，多路复用器MUX112输出Vsh91。多路复用器MUX111和MUX112的输出如分别代表高和低电平的VH1和VL1所示。

由控制器CTRL1馈送的控制信号S1在运算了保持在采样保持器SH91到SH9n中的所有数据后，保持旧数据的采样保持器接受新的数据。通过重复此操作，匹配滤波器连续地进行接收数据。

图14示出图12的开关SW的一个例子。开关SW包括把n-MOS晶体管的源极和漏极分别连到p-MOS晶体管的源极和漏极的晶体管电路T12。输入电压Ri提供给n-MOS晶体管的漏极一侧。n-MOS的源极通过以同样方式构成的虚晶体管DT12连到输出Vout12。控制信号S1馈给晶体管电路T12的n-MOS晶体管的栅极。被倒相器I12反相的控制信号S1馈给p-MOS晶体管的栅极。因此，当控制信号S1为高电平时，晶体管电路T12导通，当控制信号S1为低电平时，晶体管电路T12不导通。

图15示出图11的加法器ADD91的一个例子。加法器ADD91包括电容器耦合电路CPH，用于接收来自乘法器MUL911到MUL9n1的高电平信号VH1到VHn。加法器ADD91还包括电容器耦合电路CPL，用于接收来自乘法器MUL911到MUL9n1的低电平信号VL1到VLn。

电容器耦合电路CPL具有并联的电容器CL1到CLn。电容器耦合电路CPH具有并联的电容器CH1到CHn。耦合电路CPL的输出提供给串联的三级MOS倒相器I131、I132和I133的第一个倒相器I131。作后一个倒相器I133的输出通过反馈电容器C131反馈到第一个倒相器输入。这三级倒相器具有足够大开环增益的线性。

电容器耦合电路CPH的输出连到三级MOS倒相器I134、I135和I136的第一级输入，这些倒相器串联。倒相器I136的输出通过反馈电容器C133反馈给第一个倒相器输入。这三级倒相器具有足够大开环增益的线性。

此外，倒相器I133的输出通过并联到电容器耦合电路CPH的耦合电容器CC13提供给倒相器I134。来自电容器耦合电路CPL的倒相合计输出和来自电容器耦合电路CPH的另一个合计输出提供给三级倒相器I134到I136。

三级MOS倒相器的最后一个倒相器I133和I136的输出分别通过电容器C132和C134接地。第二个倒相器I132和I135的输出分别连到电源电压Vdd，并分别通过平衡电阻器对R131和R132以及R133和R134接地。这些元件防止具有反馈的倒相放大器的振荡。

加法器ADD91按公式(45)进行运算。由于电容器间的关系是按公式(46)到(48)设定，公式(49)即为运算结果。 $\mathrm{Dii}=\mathrm{Vdd}-\frac{\[\mathrm{Vdd}-\frac{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Vli}}^{*}\mathrm{CLi}}{C131}*\mathrm{CC}13\]+\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Vhi}}^{*}\mathrm{CHi}}{C131}---\left(45\right)$

CL1＝CL2＝....＝CLn                                        (46)

CH1＝CH2＝....＝CHn                                        (47)

C131＝C133＝CC13＝n^*CLi＝n^*CHi(48) $\mathrm{Dii}=\left\{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{VLi}-\mathrm{VHi})\right\}/n----\left(49\right)$

用基准电压Vref把电压VLi和VHi表示为公式(50)和(51)。

VHi＝Vref+vhi                                              (50)

VLi＝Vref+vli                                              (51)

在公式(49)中代入公式(50)和(51)获得公式(52)。 $\mathrm{Dii}=\left\{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Vli}-\mathrm{Vhi})\right\}/n----\left(52\right)$

此外，采样保持器中的三级倒相器使数据反相。于是，用于ADD91、VL1到VLn以及VH1到VHn的输入数据是反相的。因为相应于PN代码VLi或VHi变为0，所以获得把输入数据乘以PN代码得到的输出Vout13。换句话说，用时间t、芯片时间Tc和自然数i把保持在采样保持器SH91中的输入信号Ri表示为S(t-i^*Tc)。通过与PN代码即PNi相乘，公式(52)可重新写为公式(53)，这是一般的匹配滤波器运算。此外，由于PN代码循环的，所以在每隔一个芯片时间采样保持器和PN代码之间的关系即被更新。 $\mathrm{Dii}=\left\{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left(\mathrm{PN}{i}^{*}S\right(t-i^{*}\mathrm{TC})\right\}/n----\left(53\right)$

因为在这些操作中输出是用输入数目n对进行归一化，所以输出的最大电压不超出电源电压，且保证其稳定性。

图16示出产生基准电压Vref的基准电压产生器REF的一个例子。基准电压产生器REF把串联的三级MOS倒相器I141、I142和I143最后一级的输出反馈到第一级的输入。类似于加法器ADD91，接地电容器C146和平衡电阻器R141和R142防止了振荡。

基准电压产生器REF的输出稳定于输入和输出电压相等的一点。通过设定每个MOS倒相器阈值来获得所需的基准电压。一般，基准电压Vref设定Vref＝Vdd/2，以在正向和反向均保持足够的动态范围。这里，Vdd是MOS倒相器的电源电平。

如上所示，本发明把接收信号保持在模拟采样保持器中。多路复用器把这些信号分成+1或-1序列，实质上实现了相乘。可以较小的能量消耗在较小的电路中进行大规模相乘和积分。

即使具有多个匹配滤波器，整个电路实际上足够小，且能量消耗保持为最少。此外，本发明的频谱扩展通信方法每个符号发射4位信息，这比普通发射快4倍。

在本发明的频谱扩展通信方法中，发射的数字数据被分成第一到第四分量。根据第三和第四分量设定第一和第二分量的组合以及先前定义的第一和第二PN代码的组合。于是，本发明以最小的电路实现突出的速度。

虽然依据较佳实施例描述了本发明，但可对实施例作许多改变而不背离本发明的范围。因此，从以下的权利要求书中可看出本发明的范围不限于这些实施例。

Claims (17)

1.一种扩展频谱通信系统，包括具有发射机的第一通信站和具有接收机的第二通信站，其特征在于，

发射机包括第一和第二PN代码；把要发射的数据分成具有四位的帧的装置；用于把每帧的四位分隔成第一、第二、第三和第四分量的装置；乘法器部件，通过把由第一和第二分量限定的第一复数数据单元乘以第一和第二PN代码组合所限定的第二复数数据单元以产生相乘数据，来扩展要发射的数据的频谱，该组合由第三和第四分量所限定；以及正交调制器，用于调制相乘数据的实部和虚部；以及

接收机包括第一和第二PN代码；正交检测器，检测接收信号的同相和正交相位部分；匹配滤波器，分别以第一和第二PN代码解扩展接收信号的同相和正交相位部分；以及译码器，通过处理来自匹配滤波器的输出来产生第一、第二、第三和第四分量。

2.如权利要求1所述的扩展频谱通信系统，其特征在于，

多路复用器部件计算(Ii+jIq)(Cx+jCy)，这里Ii是第一分量的值，Iq是第二分量的值，Cx+jCy由第一和第二PN代码所限定；

正交调制器调制相乘数据的实部和虚部作为同相和正交相位部分；

匹配滤波器以第一和第二PN代码的所有组合解扩展接收信号的同相和正交相位部分；以及

系统包括四个所述匹配滤波器。

3.如权利要求2所述的扩展频谱通信系统，其特征在于四个匹配滤波器包括把第一PN代码加到接收信号实部的第一匹配滤波器，把第二PN代码加到接收信号实部的第二匹配滤波器，把第一PN代码加到接收信号虚部的第三匹配滤波器，以及把第二PN代码加到接收信号虚部的第四匹配滤波器，

以及还包括运算部件，该部件包括：

第一运算器，在来自第一和第三匹配滤波器的输出间进行加减运算；第二运算器，在来自第一和第四匹配滤波器的输出间进行加运算并在来自第三和第二匹配滤波器的输出间进行减运算；第三运算器，在来自第二和第四匹配滤波器的输出间进行加减运算；第四运算器，在来自第二和第三匹配滤波器的输出间进行加运算并在来自第四和第一匹配滤波器的输出间进行减运算；电平检测器，检测第一、第二、第三和第四运算器的输出电平；用于选择具有最大输出电平的运算器的选择器；以及用于根据最大输出产生第一到第四分量的装置。

4.如权利要求3所述的扩展频谱通信系统，其特征在于接收机的至少一个匹配滤波器包括：

采样保持器，每个采样保持器具有开关、串联的第一电容器和第一倒相器，开关连到接收信号，第一倒相器具有奇数个MOS倒相器，第一反馈电容器把第一倒相器的输出反馈到其输入；

具有第一和第二多路复用器的第二乘法器，如此配置第一多路复用器，从而在来自采样保持器的输出信号和基准信号之间进行选择，以及如此配置第二多路复用器，从而根据接收机的第一和第二PN代码选择另一个信号；

加法器，它具有连到来自第一多路复用器的输出的第二电容器，具有奇数个MOS倒相器并连到来自第二电容器的输出的第二倒相器，把来自第二倒相器的输出反馈到其输入的第二反馈电容器，连到来自第二多路复用器的输出信号和来自第二倒相器的输出的第三电容器，具有奇数个MOS倒相器并连到第三电容器的第三倒相器，以及把来自第三倒相器的输出反馈到其输入的第三反馈电容器；以及

控制器，用于闭合采样保持器的一个开关，而断开采样保持器的所有其它开关，并用于根据接收机的PN代码切换采样保持器的第一和第二多路复用器。

5.如权利要求4所述的扩展频谱通信系统，包括两组采样保持器，其特征在于：

一组采样保持器具有输出连到对接收信号同相分量运算的第二多路复用器中的两个多路复用器；以及

另一组采样保持器具有输出连到对接收信号正交相位分量运算的第二多路复用器中的另外两个多路复用器。

6.一种扩展频谱通信站，具有用于发射扩展频谱信号的发射机、用于接收扩展频谱信号的接收机以及存储第一和第二PN代码的装置，其特征在于，

发射机包括把要发射的数据分成具有四位的帧的装置；用于把每帧的四位分隔成第一、第二、第三和第四分量的装置；乘法器部件，通过把第一和第二分量限定的第一复数数据单元乘以第一和第二PN代码组合所限定的第二复数数据单元以产生相乘数据，来扩展要发射的数据的频谱，该组合由第三和第四分量所限定；以及正交调制器，用于调制相乘数据的实部和虚部；以及

接收机包括正交检测器，检测接收信号的同相和正交相位分量；匹配滤波器，分别以第一和第二PN代码解扩展接收信号的同相和正交相位部分；以及译码器，通过处理来自匹配滤波器的输出来产生第一、第二、第三和第四分量。

7.如权利要求6所述的扩展频谱通信站，其特征在于，

多路复用器部件计算(Ii+jIq)(Cx+jCy)，这里Ii是第一分量的值，Iq是第二分量的值，Cx+jCy由第一和第二PN代码所限定；

正交调制器调制相乘数据的实部和虚部作为同相和正交相位信号；

匹配滤波器用第一和第二PN代码的所有组合解扩展接收信号的同相和正交相位部分；以及

通信站包括四个匹配滤波器。

8.如权利要求7所述的扩展频谱通信站，其特征在于匹配滤波器包括把第一PN代码加到接收信号同相分量的第一匹配滤波器；把第二PN代码加到接收信号同相分量的第二匹配滤波器；把第一PN代码加到接收信号正交相位分量的第三匹配滤波器；以及把第二PN代码加到接收信号正交相位分量的第四匹配滤波器；以及

译码器包括：

第一运算器，在来自第一和第三匹配滤波器的输出间进行加减运算；第二运算器，在来自第一和第四匹配滤波器的输出间进行加运算并在来自第三和第二匹配滤波器的输出间进行减运算；第三运算器，在来自第二和第四匹配滤波器的输出间进行加减运算；第四运算器，在来自第二和第三匹配滤波器的输出间进行加运算并在来自第四和第一匹配滤波器的输出间进行减运算；电平检测器，检测第一、第二、第三和第四运算器的输出电平；用于选择具有最大输出电平的运算器的选择器；以及用于根据最大输出产生第一到第四分量的装置。

9.如权利要求8所述的扩展频谱通信站，其特征在于接收机的至少一个匹配滤波器包括：

采样保持器，每个采样保持器具有开关、串联的第一电容器和第一倒相器，开关连到接收信号，第一倒相器具有奇数个MOS倒相器，第一反馈电容器把第一倒相器的输出反馈到其输入；

具有第一和第二多路复用器的第二乘法器，如此配置第一多路复用器，从而在来自采样保持器的输出信号和基准信号之间进行选择，以及如此配置第二多路复用器，从而根据接收机的第一和第二PN代码选择另一个信号；

加法器，它具有连到来自第一多路复用器的输出的第二电容器，具有奇数个MOS倒相器并连到来自第二电容器的输出的第二倒相器，把来自第二倒相器的输出反馈到其输入的第二反馈电容器，连到来自第二多路复用器的输出信号和来自第二倒相器的输出的第三电容器，具有奇数个MOS倒相器并连到第三电容器的第三倒相器，以及把来自第三倒相器的输出反馈到其输入的第三反馈电容器；以及

控制器，用于闭合采样保持器的一个开关，而断开采样保持器的所有其它开关，并用于根据接收机的PN代码切换采样保持器的第一和第二多路复用器。

10.如权利要求9所述的扩展频谱通信站，包括两组采样保持器，其特征在于：

一组采样保持器具有输出连到对接收信号同相分量运算的第二多路复用器中的两个多路复用器；以及

另一组采样保持器具有输出连到对接收信号正交相位分量运算的第二多路复用器中的另外两个多路复用器。

11.一种扩展频谱通信站，包括发射机，其特征在于发射机具有：

第一和第二PN代码；

把要发射的数据分成具有四位的帧的装置；

用于把每帧的四位分隔成第一、第二、第三和第四分量的装置；

乘法器部件，通过把第一和第二分量限定的第一复数数据单元乘以第一和第二PN代码组合所限定的第二复数数据单元以产生相乘数据，来扩展要发射的数据的频谱；

该组合由第三和第四分量所限定；

以及正交调制器，用于调制相乘数据的实部和虚部。

12.如权利要求11所述的扩展频谱通信站，其特征在于，

多路复用器部件计算(Ii+jIq)(Cx+jCy)，这里Ii是第一分量的值，Iq是第二分量的值，Cx+jCy由第一和第二PN代码所限定；以及

正交调制器调制倍乘数据的实部和虚部作为同相和正交相位信号。

13.一种扩展频谱通信站，包括接收机，其特征在于接收机具有：

用于存储第一和第二PN代码的装置；

正交检测器，检测接收信号的同相和正交相位分量；

匹配滤波器，分别以第一和第二PN代码解扩展接收信号的同相和正交相位分量；以及

译码器，通过处理来自匹配滤波器的输出来产生第一、第二、第三和第四分量。

14.如权利要求13所述的扩展频谱通信站，其特征在于：

匹配滤波器包括把第一PN代码加到接收信号同相分量的第一匹配滤波器；把第二PN代码加到接收信号同相分量的第二匹配滤波器；把第一PN代码加到接收信号正交相位分量的第三匹配滤波器；以及把第二PN代码加到接收信号正交相位分量的第四匹配滤波器。

15.如权利要求14所述的扩展频谱通信系统，其特征在于：

译码器包括第一运算器，在来自第一和第三匹配滤波器的输出间进行加减运算；第二运算器，在来自第一和第四匹配滤波器的输出间进行加运算并在来自第三和第二匹配滤波器的输出间进行减运算；第三运算器，在来自第二和第四匹配滤波器的输出间进行加减运算；第四运算器，在来自第二和第三匹配滤波器的输出间进行加运算并在来自第四和第一匹配滤波器的输出间进行减运算；四个电平检测器，检测第一、第二、第三和第四运算器的输出电平；用于选择具有最大输出电平的运算器的选择器；以及用于根据最大输出产生第一到第四分量的装置。

16.如权利要求15所述的扩展频谱通信站，其特征在于至少一个匹配滤波器包括：

采样保持器，每个采样保持器具有开关、串联的第一电容器和第一倒相器，开关连到接收信号，第一倒相器具有奇数个MOS倒相器，第一反馈电容器把第一倒相器的输出反馈到其输入；

具有第一和第二多路复用器的第二乘法器，如此配置第一多路复用器，从而在来自采样保持器的输出信号和基准信号之间进行选择，以及如此配置第二多路复用器，从而根据接收机的第一和第二PN代码选择另一个信号；

加法器，它具有连到来自第一多路复用器的输出的第二电容器，具有奇数个MOS倒相器并连到来自第二电容器的输出的第二倒相器，把来自第二倒相器的输出反馈到其输入的第二反馈电容器，连到来自第二多路复用器的输出信号和来自第二倒相器的输出的第三电容器，具有奇数个MOS倒相器并连到第三电容器的第三倒相器，以及把来自第三倒相器的输出反馈到其输入的第三反馈电容器；以及

控制器，用于闭合采样保持器的一个开关，而断开采样保持器的所有其它开关，并用于根据接收机的PN代码切换采样保持器的第一和第二多路复用器。

17.如权利要求16所述的扩展频谱通信站，包括两组采样保持器，其特征在于：

一组采样保持器具有输出连到对接收信号同相分量运算的第二多路复用器中的两个多路复用器；以及

另一组采样保持器具有输出连到对接收信号正交相位分量运算的第二多路复用器中的另外两个多路复用器。

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