CN1118929C - 音质调节电路 - Google Patents

Abstract

一种音质调节电路，它包括具有馈有输入信号的放大电路和积分电路的状态可变型有源带通滤波器、以及用于控制放大电路的转换导通系数的控制器。通过由控制器控制放大电路的转换导通系数而连续地改变状态可变型有源带通滤波器的中心频率。

Description

音质调节电路

技术领域

本发明涉及音质调节电路。具体讲，它涉及对音频信号范围的频率特性进行调节的音质调节。

背景技术

对于根据声源或重放声场的状态或者听者的听力来调节音频信号音质来说，已广泛采用了用于连续地改变特定频率范围的增益的音调控制电路或用于将频谱分成多段并在每个分开的段内改变其增益的图示均衡器电路。

图1示出由音调控制电路进行的音质调节方式。在图1的例子中，其中用于调节音频信号的音质的中心频率固定为lKHz。增益在交岔频率f_L1-f_L2的范围的低端和在交岔频率f_H11-f_H2的高端是连续改变的。以此方式，音调控制电路在每个分开的频段内不增减增益的同时可根据预设的频率特性改变音质。

相反，图示均衡器电路将音频信号分成多个频段，以在每个分频段内增减增益。图2示出由图示均衡器电路调节音质的方式。在此例中，频谱被分成5段。

但是，图示均衡器电路的频段的中心频率f₁、f₂、f₃、f₄和f₅通常固定为预定值且不能随意改变。因此，会有所需频率的信号不能增加或衰减的情况。

在图1和2中，响应曲线为输出信号的强度比(增益)与输入信号的关系。0dB以上的响应部分和0dB以下的响应部分分别代表信号被增大和变减。

图3示出此种图示均衡器电路的结构。

图示均衡器电路包括加有输入信号V₁的输入端111、具有非反相端和反相端以及用于输出输出信号V₀的输出端113的运算放大器112。输出信号V₀经负反馈电阻R₀加到运放112的反相输入端上。

带通滤波器31A中心频率为ω₀传输函数为H(s)。一对电压/电流转换器32A、33A压/流转换带通滤波器31A的输出信号。压/流转换器32A、33A如随后所述由电流镜电路构成。第一和第二压/流转换器32A、33A的转换导通系数分别为(1-a)g_m和(1+a)g_m，其中-1＜a＜1。

如果图示均衡器电路将频率分成N个部分，就会有如图3的点所示的并排的每个由带通滤波器31A、第一压/流转换器32A和第二压/流转换器33A构成的N个电路组。负责N个分段的由N个带通滤波器31A、31B、31C...31N进行增益改变的第一至第N频段信号被运算放大器2相加起来并在输出端3以输出信号V₀输出出来。

图2所示的频率特性与输出信号V₀相对应，该输出信号V₀是通过将输入信号分成5个频段、由负责5个频段的带通滤波器31A、31B、31C、31D和31E改变5个频段信号的增益值、由运放2对各分段信号求和并在输出端3输出求和信号后而获得的。

通过采用图示均衡器电路，可以将音频信号分成多个频段，并可在分频段的每个频段内随意地增加或衰减该增益。但是，由于分频段的中心频率是固定的，就会有如果频谱的分段数目较少有些所需频率的信号不能增加或衰减的情况。

当然，如果分段数目多且可在每个分段内改变增益，就可以仅改变所需频率信号的增益。但是，此方法不适用于小规格和廉价的电路，因为它会使电路体积加大成本费用增加。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能解决上述问题的音质调节电路。

根据本发明的一种音质调节电路，包括：

一个馈有输入信号的状态可变型有源带通滤波器；和

控制装置，用于控制所述状态可变型有源带通滤波器的转换导通系数；其中，

通过由所述控制装置控制所述转换导通系数而使状态可变型有源带通滤波器的中心频率连续地改变，并且，其中，

所述状态可变型有源带通滤波器包括一个第一放大装置，该第一放大装置包括具有一个馈有所述输入信号的非反相输入端和一个反相输入端的第一运算放大器；第一压/流转换装置，用于将来自所述第一运算放大器的一个第一输出电压转换成一个第一输出电流，和第一积分装置，用于将所述第一压/流转换装置的所述第一输出电流积分；和

第二放大装置，包括具有一个馈有所述第一积分装置的输出的非反相输入端和一个反相输入端的第二运算放大器；第二压/流转换装置，用于将来自所述第二运算放大器的第二输出端的一个第二输出电压转换成一个第二输出电流；和第二积分装置，用于将所述第二压/流转换装置的所述第二输出电流积分，其中所述第二积分装置的输出被馈入所述第一运算放大器的反相输入端并馈入所述第二运算放大器的反相输入端，所述第一各第二放大装置具有彼此相等的转换导通系数值；和

一个第三运算放大器，它具有一个馈有所述输入信号的非反相输入端和一个经反馈电阻连接至所述第三运算放大器的一个第三输出端的反相输入端；和一个第三压/流转换器，它连接在所述非反相输入端与地之间，所述第三压/流转换器具有收到所述控制装置控制的转换导通系数。

附图说明

图1示出音调控制电路的音质调节操作。

图2示出由图示均衡器电路进行的音质调节操作。

图3为电路图，示出由图示均衡器电路进行的音质调节操作。

图4为电路图，示出状态可改变型带通滤波器的基本结构。

图5为电路图，示出图4的带通滤波器中的跨导放大器的一级。

图6为电路图，示出图4所示带通滤波器的结构。

图7为电路图，示出根据本发明第二实施例的音质调节电路。

图8示出音质调节电路第一实施例的操作。

图9为电路图，示出根据本发明第三实施例的音质调节电路。

图10a至10c为电路图，示出音质调节电路的第三实施例。

图11为图表，示出音质调节电路第三实施例的频率特性。

图12为电路图，示出根据本发明第四实施例的音质调节电路。

具体实施方式

先见图4ff，解释根据本发明第一实施例的音质调节电路。

在对第一实施例的音质调节电路描述之前，先参见图4和图5来解释带通滤波器的工作。

图4所示的带通滤波器电路为有源滤波器，其名称为状态可改变型滤波器，并且是由加法器和积分器构成。图4中，标号41代表输入端，而标号42、43代表加法器。压/流转换器44和电容C₁₁、压/流转换器45和电容C₁₂分别对应积分器。标号47、48代表缓存器。

由运放42和压/流转换器44以及由运放43和压/流转换器45构成的电路部分分别构成所谓的跨导放大器。这两个跨导放大器的转换导通系数值g_m1和g_m2可由控制电路50的控制信号而加以改变。

如果加在输入端41上的输入信号电压为V₁，输出端46上的输出信号电压为V₂，则对应于积分器的上述两电路的传输函数为Q·ω₀/S和ω₀/(S·Q)，该带通滤波器电路的传输函数H(s)由下式表示： $H\left(s\right)=\frac{V_2}{V_1}=\frac{S\·Q/{\mathrm{\ω}}_0}{1+S/(Q/{\mathrm{\ω}}_0)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}......\left(1\right)$

如果带通滤波器具有由上方程给出的传输函数，且运放2的输入端电压为V₁，下式则：

          V₁＝V_i-R_i·I_i                          ……(2)

          I_i＝V_i(1-a)g_m·H(s)                     ……(3)

          V₀＝V_i+R₀·I₀                          ……(4)

将上式按顺序给出，则为： $I_i=V_i\·\frac{S(1-a)g_m/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)}{1+S[1+(1-a)R_i{g}_m]/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}....\left(5\right)$ $V_i=V_i\·\frac{1+S/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}{1+S[1+(1-a)R_i{g}_m]/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}......\left(6\right)$ $I_0=V_i\·V_i(1+a)g_m\·H\left(s\right)=I_i\·\frac{1+a}{1-a}.......\left(7\right)$

考虑这种情况，为了使信号的衰减特性和增强特性彼此对称，则R_i＝R₀＝R，V₀则为： $V_0=V_i\·\frac{1+S[1+(1+a){\mathrm{Rg}}_m]/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}{1+S[1+(1-a){\mathrm{Rg}}_m]/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}.....\left(8\right)$

如果从方程(8)得到传输函数T(s)＝V₀/V_i，则得方程(9)： $T\left(s\right)=\frac{1+S[1+(1+a){\mathrm{Rg}}_m]/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}{1+S[1+(1-a){\mathrm{Rg}}_m]/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}.....\left(9\right)$

如果方程(9)中a＝1，则得方程(10)： $T\left(s\right)=\frac{1+S(1+2{\mathrm{Rg}}_m)/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}{1+S\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}......\left(10\right)$

因此，在中心谐振频率ω₀＝2πf₀时幅度特性增强，此时增益为(1+2Rg_m)。

如果在方程(9)中，a＝-1，则有方程(11)： $T\left(s\right)=\frac{1+S\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}{1+S(1+2R{g}_m)/\left(Q{\·\mathrm{\ω}}_0\right)+S^2/{\mathrm{\ω}}_0^2}.......\left(11\right)$

在中心频率ω₀幅度特性呈衰减特性，ω₀＝1/(1+2Rg_m)。

因此，图示均衡电路是由带通滤波器和两个其g_m是以系数a不同地改变的压/流转换器构成的。

现假定在带通滤波器中，压/流转换器44的转换导通系数g_m1与压/流转换器45的转换导通系数g_m2彼此相等。

如果g_m1＝g_m2＝g_m，通带的中心频率(谐振频率)和谐振Q由下式表示：

       ω₀＝g_m·{1/(C₁₁·C₁₂}^1/2                    ……(12)

       Q＝(C₁₂/C₁₁)1^1/2                                 ……(13)

也就是说，如果两个的转换导通系数值相同，带通滤波器的中心频率ω₀不同改变谐振Q值就可改变。

图5示出由图4的带通滤波器电路中运放和压/流转换器构成的跨导放大器的一级电路。

在该跨导放大器中，由馈有输入电压ΔV_in的三极管Q₁和Q₂构成的运放51、由二极管D₁、D₂构成的三极管对52和一对电流源I₀/2与图4的运放42相对应。由一对压/流转换器54构成的部分和由三极管Q₃、Q₄构成的差分放大器53与图4的压/流转换器43相对应。输出输出电流ΔV_out的输出端55与图4的端子49对应。控制电路50代表用于控制该跨导放大器电流源I_c的电流的装置。控制电路50随后将描述。

构成图4的带通滤波器下游部分的运放43和压/流换器45也以类似方式构成。在图4中，在第一级跨导放大器与第二级跨导放大器之间取一个输出端。其结构等同于取第二级跨导放大器的输出端。

如果流经三极管对Q₁和Q₂的总电流为I₀，则输入电压ΔV_in则为：

      ΔV_in＝ΔI_out·(1/R)·(I_c/I₀)

         ＝ΔI_out·(1/g_m)                   ……(14)

如可从此方程见到的，此跨导放大器的传输导通系数g_m的值是通过控制来自控制电路50的控制电流来改变连通到压/流转换器的电流源I_c的电流。由此跨导放大器构成的带通滤波器的中心频率ω₀是与方程(12)代表的转换导通系数g_m成比例地改变的。

图6示出参照图4和5描述的带通滤波器的结构。

输入到输入端41的输入信号由差分放大器61转换成电流，它随后馈到由三极管Q₁₇和Q₁₈的基极和集电极短路后而构成的二极管对62上。二极管对66两端的电压加在差分放大器67的基极上，从而由电流镜68取出作为输出电流I₁₂。

由电流镜68取出的电流I₁₂由电容C₁₂积分以馈回给差分放大器61、65。二极管对66两端的电压加到差分放大器69和70的基极上。电流镜71、72分别连到差分放大器69和70的集电极上以提取输出电流I₁₃和I₁₄。

电流镜73、74连在差分放大器69和70的公共射极上，其上分别加有用于改变电路增益的控制电流ICX，IC。应当注意，端子77、78分别为正和负端子。

电压源79为用于提供偏流的偏压源，并经R₁₁将偏流加到电流镜80上。该电流供给偏流以经三极管Q₁₃、Q₁₄和Q₂₅加到差分放大器61、65上。

偏压源79提供从端子81上所获的偏流，经可变电阻VR₁₁和端子82进入三极管Q₁₉，经三极管Q₂₄和Q₃₄进入差分放大器63、64。它改变可变电阻VR₁₁，从而改变转换导通系数g_m。

该带通滤波器电路严格地实现了图4和图5所示的系统，并代表一个构成集成电路的一种系统。如果电路设计成IC，IC电路内采用的电容C₁₁和C₁₂可放在IC之外。一般来说，如果电路是中至高频范围工作的，电容就可装在内部，而电路是低频工作的情况下，电容值就增大，因而就要使其装在IC之外。可用上述的状态可变型带通滤波器而不是上面描述的滤波器来构造音质调节电路。这种结构对于设计成集成电路的电路其电容装在电路之外的情况最好，因为，电容C₁₁、C₁₂其一端是接地的。

图7示出以本发明第一实施例的上述状态可变型有源滤波器的带通滤波器构成音质调节电路。在此图中，H(s)代表上述带通滤波器的传输函数。

音质调节电路的第一实施例构成得使输入端41输入的输入信号V_in被运放所放大并在输出端96上输出。运放的频响此时是在带通滤波电路的频响基础上控制的。

输入端41上的输入信号V_in输入到带通滤波器91以及带通滤波器91的非反相输入端93a。运算放大器93包括经反馈电阻R连到输出端96的反相输入端93b和连在反相输入端93b与地之间的压/流转换器94。

转换器94的g_m值是通过改变可变电阻VR₁₃使连在压/流转换器94上的电流源的电流改变而改变的。在图6中，该可变电阻VR₁₃等同于用于控制从电压源79上所加偏流的控制装置的可变电阻VR₁₁。

在该音质调节电路中，增益保持恒定而中心频率ω₀改变。然而，中心频率ω₀也可随增益一起改变。这种结构将在下面介绍。

图8示出图7的音质调节电路的工作。以此音质调节电路，通过改变可变电阻VR的值而可以自由地改变中心频率ω₀。也就是说，如虚线所示根据预定增益对信号的频响可如图8箭头所示在频率轴上移动。

由此可见在图1的图示均衡器的相矛盾的形式中，不需要并排安置多个状态电路来改变任意频率的频率分量的增益。虽然图8所示的操作是对任意频率的信号分量提升预定的增益，还可作出安排使信号分量提升或衰减任意量。

图9示出音质调节电路的第二实施例的结构，其中图7所示的音质调节电路其中心频率ω₀和增益是可变的。图9所示的第二实施例与图9的第二实施例类似，其中仅增益是可变的。具体讲，该第二实施例在结构上与图7的实施例不同之处在于可变电阻器VR₁₄和可变电阻VR₁₃，VR₁₄通过改变压/流转换器的转换导通系数g_m而改变中心频率ω₀，VR₁₃用来改变增益。用于改变中心频率ω₀的可变电阻VR₁₄与图7的可变电阻VR₁₃相对应。该可变电阻VR₁₄可独立于VR₁₅而加以控制以用于改变增益，或与VR₁₃联动改变增益以满足预定关系。

用于改变增益的可变电阻VR₁₃等同于图6中用于改变在端子75上输入的控制电流ICX和在端子76上输入的控制电流IC的控制装置，并且如果IC＞ICX或ICX＞IC分别用于增大或衰减信号之用。

见图10a.ff，描述间质调节电路的第三实施例。

图10a示出根据本发明第三实施例的音质调节电路的电路图。音质调节电路包括具有加有输入信号V_in的非反相输入端101a和经反馈电阻r₁连到输出端101b的反相输入端101c的运算放大器101。

由模拟电感电路102和第一电容器C₁组成的串联谐振电路103连在与反相输入端101c相连的端子与地E之间。电阻R₂连在端子t₁与地E之间。模拟电感电路102包括第二运放104、连在输出端104b与端子tx间的第一可变电阻R₁和连在非反相输入端104a与端子tr之间的第二电容Cr₀。

第一可变电阻R₁和第二可变电阻R₂由互锁装置105互联以调节彼此的互锁关系。

下面描述该音质调节电路的操作和状态。

连在端子t₂与t₃之间的模拟电感电路102的电感Z(s)是由A(s)＝R₁·(1+S·C₂·R₂)/1+S·C₂·R₁表示的，模拟电感电路102的等效电路为一由电感L与电阻R₂-R₁的并联与电阻R₁的串联组成的串/并联电路。

等效电路具有由L＝C₂·R₁(R₂-R₁)给出的电感L。通过设定R₂＞＞R₁，L≈C₂·R₁·R₂，形成图10C所示的电容C₁与电感L的串联谐振电路。此时的谐振频率由下式表示： ${\mathrm{\ω}}_0=1/\sqrt{R_1\·R_2\·C_1\·C_2}.........\left(15\right)$ 谐振的Q值由下式表示： $Q=\sqrt{\frac{R_2\·C_2}{R_1\·C_1}}.........\left(16\right)$

如从方程(15)和(16)看出的，改变R₁或R₂可连续地改变频率。由于具有恒定的谐振Q值，两个可变电阻器彼此联动而改变，以确保恒定的R₁/R₂比值。

图11为图形，示出音质调节电路第三实施例的频响。在此表明，在谐振Q值保持恒定时，频响可连续改变。

图12为本发明第四实施例的电路图，其中以预设电阻来代替第三实施例的可变电阻R₁和R₂。在图13中，与图10a的实施例中的零件相同或相似的零件以相同的标号标示，并且省略对该部分的描述。

在端子t₂与第二运放104的输出端104b之间接有第一串电阻R_g1，以通过第一选择器S₁与固定电阻R₁₁-R₁₅中的5个之一相连。与此类似，在第二运放104的非反相输入端104a与地E之间连有第二串电阻R_g2，以通过第二选择器S₂与固定电阻R₂₁-R₂₅中的5个之一相连。第一选择器S₁与第二选择器S₂彼此互锁。

平行的固定电阻R_x平行地与第一串电阻R_g1相连，同时，平行的固定电阻R_y与第二串电阻R_g2平行相连。

随着选择器S₁和S₂的动作，选出固定电阻R₁₁和R₂₅。随着选择器S₁和S₂的下一动作，选出固定电阻R₁₂和R₂₄。这使电阻比保持不变的同时改变了电阻的总值。

利用音质调节电路的第四实施例，可以预设所需的音质调节点，从而便于调节。

上述音质调节电路是假定用于诸如音频设备的声响设备的音质调节。但是音质调节电路当然可用于其它种类的声响电路。

特别是，由于音质调节电路本身要做成集成电路以减小尺寸，因此对于上年纪的人或听力有问题的人都可以很好地调节声响装置的频率特性。

Claims (1)

1.一种音质调节电路，包括：

一个馈有输入信号的状态可变型有源带通滤波器；和

控制装置，用于控制所述状态可变型有源带通滤波器的转换导通系数；其中，

通过由所述控制装置控制所述转换导通系数而使状态可变型有源带通滤波器的中心频率连续地改变，并且，其中，

所述状态可变型有源带通滤波器包括一个第一放大装置，该第一放大装置包括具有一个馈有所述输入信号的非反相输入端和一个反相输入端的第一运算放大器；第一压/流转换装置，用于将来自所述第一运算放大器的一个第一输出电压转换成一个第一输出电流，和第一积分装置，用于将所述第一压/流转换装置的所述第一输出电流积分；和

第二放大装置，包括具有一个馈有所述第一积分装置的输出的非反相输入端和一个反相输入端的第二运算放大器；第二压/流转换装置，用于将来自所述第二运算放大器的第二输出端的一个第二输出电压转换成一个第二输出电流；和第二积分装置，用于将所述第二压/流转换装置的所述第二输出电流积分，其中所述第二积分装置的输出被馈入所述第一运算放大器的反相输入端并馈入所述第二运算放大器的反相输入端，所述第一各第二放大装置具有彼此相等的转换导通系数值；和

一个第三运算放大器，它具有一个馈有所述输入信号的非反相输入端和一个经反馈电阻连接至所述第三运算放大器的一个第三输出端的反相输入端；和一个第三压/流转换器，它连接在所述非反相输入端与地之间，所述第三压/流转换器具有收到所述控制装置控制的转换导通系数。

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