CN1104116C - 扩频信号接收方法及扩频信号接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种扩频信号接收方法，对进行与扩展符号的相关运算的接收信号进行解调，不会损害符号(或者数据)解调特性、同步捕获特性、同步跟踪特性，而实现小型化、低耗电化。在进行扩频信号的基带成分和扩展符号的相关运算的过程中，进行扩展符号和基带成分的相关运算，以该扩展符号和基带成分的定时关系相差扩展符号间隔的1/2的定时来进行相关运算，使用各个运算结果，来推定定时关系为1/2以下的定时点上的相关运算结果。

Description

扩频信号接收方法及扩频信号接收装置
本发明涉及在例如直接扩展码分多址(DS-CDMA)方式所进行的通信系统等中所使用的扩频信号接收方法及扩频信号接收装置。
扩频(SS：Spread Spectrum)通信是使用扩展符号来在宽频带中扩展信息信号的频谱来进行传输的通信，通过扩展的方法而大致分为：直接扩展(DS：Direct Sequence)、跳频(FH：Frequency Hopping)、时间扩展(TH：Time Hopping)等。其中，直接扩展是通过把扩展符号乘以信息信号来进行扩频的方式。通过扩展符号的符号速度与信息信号速度的速度比来决定频谱的扩展比。该比率被称为扩展率或处理增益(扩展率的dB值)。
SS通信具有抗妨害性、抗干扰性、低串音率(或低相互干扰性)、抗多路径衰减性、多址连接性等各种各样的特长。由于这些性质对于移动通信是非常好的性质，在移动通信中使用SS通信的研究盛行起来，实用化也实现了。在SS通信中，作为移动台与基站的连接方式，采用通过在扩频中所使用的扩展符号来识别移动台或基站的方式，该连接方式被称为码分多址连接(CDMA(Code Division Multiple Access))方式。
图15、图16是在DS-SS通信中所使用的现有的通信装置的构成，其由B.Y.Young等记载在“Peroformance Analysis of An Alldigital BPSK Direct-Sequence Spread-Spectrum IF Receiver Architecture”(IEEE Jounal of SelectedAreas in Communications..vol.11，No.7，pp.1096-1107)。图15是发送部，图16是接收部。虽然是用模拟电路来实现扩频中固有的信号处理部分的方法，但是，从电路的可靠性、无调整化、硬件规模、产量性(成本)等观点上看，象该现有例子那样，经常是用数字电路来实现。
下面对图15的发送部进行说明。相当于信息数据的输入数据(DataInput)被输入数据扩展部(Data Spreader)1。在数据扩展部1中，在数据编码器(Data Encoder)2中进行数据编码(声音编码、纠错编码、帧化等处理)，输出编码数据(符号)，在扩展部(Spreader)3中，由扩展符号发生器(PN Generator)4所提供的扩展符号相乘而成为数据扩展部输出。数据扩展部输出被输入调制部(Modulator)5中，在乘法器7中与由本机振荡器(RF OSC)6所提供的载波相乘而进行载波调制。乘法器7的输出在带通滤波器(BPF)8中抽出调制成分，然后，在放大器(AMP)9中进行功率放大，而成为高频输出(RF Output)，从天线10进行发送。
为了区别信息数据与由数据编码器2所编码的数据，在此，把被编码的数据称为符号。符号随载波调制方式而成为BPSK(两相数字相位调制)、QPSK(四相数字相位调制)、QAM(正交调幅)等信号型式。
下面对图16的接收部进行说明。高频信号由天线11所接收而成为高频输入(RF Input)，在带通滤波器(BPF)12中抽出接收信号成分，在乘法器13中与由本机振荡器(RF OSC)14所提供的载波相乘，由低通滤波器(LPF)15抽出低频成分，由此，得到准同步检波的基带接收信号。其中，所谓准同步检波是指由于在由接收侧的本机振荡器14所提供的载波与接收信号的载波之间存在偏差而在基带接收信号中残留偏差部分的检波。但是，通常使用具有能够通过信号处理而实现充分补偿的精度的本机振荡器14，偏差的影响经常具有这样的情况：准同步检波信号与符号间隔相比成为足够充裕进行旋转的程度。在此情况下，能够以检出载波间的相位差而进行相位补偿的形式来实现同步检波。
接着，准同步检波信号被自动增益控制器(AGC)16进行增益控制而使平均功率成为恒定的，通过模拟数字(A/D)变换器17而成为数字信号。被A/D变换的基带接收信号被输入SS接收机(Spread Spectrum IF Reciever)18，来对数据进行解调。SS接收机18由解调部(Demodulator)19、同步捕获部(PN Acquisition Loop)20、同步跟踪部(PN Tracking Loop)21、数据解码部(Data Decoder)22所构成。由于在SS通信中通过使用在每个信道中不同的扩展符号来进行与其他信道信号的分离识别，则为了对SS信号进行解调，就需要把与在发送侧所使用的扩展符号相同的扩展符号进行相乘而抽出希望成分。而且，把扩展符号相乘的定时需要与接收信号的定时相一致。
为此，在SS接收机18中，首先，由同步捕获部20进行同步定时的捕获。具体地说，使扩展符号的相位变化而检出同步定时。接着，在同步跟踪部21中，跟踪由同步捕获部20得到的同步定时。具体地说，控制相乘的扩展符号的定时以便于使接收信号的定时与相乘的扩展符号的定时相一致。因对应于通信路径的时间变动或者使扩展符号发生的时钟的发送接收间偏差而需要进行定时跟踪。接着，在解调部19中按照由同步跟踪部21所提供的定时来把与发送侧相同的扩展符号与基带接收信号相乘，在遍及符号持续时间中进行积分。通过该积分结果，符号根据各自的调制方式来进行解调。在解调部19中，同时进行推定补偿在基带接收信号中包含的发送接收载波频率偏差(相位差)的操作。解调符号在数据解码部22中被进行解码(帧分解、纠错解码、声音解码)而使发送信息复原。并作为输出数据(Data Output)送出。
如果对上述解调部19中的接收信号乘以扩展符号的操作被称为逆扩展，则包含直到符号持续时间中的积分操作为止的运算被称为相关运算。执行相关运算的电路被称为相关器。在CDMA方式中，为了通过符号的相关特性来得到希望信号成分，相关运算不但用于解调部19，而且用于同步捕获部20、同步跟踪部21。这样，相关运算称为SS信号的解调过程中的基本运算操作。进行该相关运算的方法一般分为主动相关法和被动相关法。两者的区别是相乘的扩展符号的提供方是主动地还是被动地。
图17、图18中表示了主动相关法、被动相关法的现有构成例子。图17是由J.G.Proakis著“Digital Communications”(第二版，第八章，McGraw-Hill出版社，1989年)所示的主动相关法的现有构成，由虚线围绕的部分相当于相关运算部25。在主动相关法中，基带接收信号(Rx Baseband Signal)与由扩展符号发生器(PN Generator)26所发生的扩展符号相乘，在符号持续时间(Tb)中对乘积结果进行积分来进行相关运算。这样的相关运算部25被称为滑动相关器。被输入乘法器27中的扩展符号按时序被提供，积分器28的积分时间与符号持续时间相一致。积分的符号通过取样器(Sampler)30而以取样速率时钟(Sample rate Clock)31的定时输出。扩展符号的发生定时被时片速率时钟(Chip rate Clock)29进行控制。图17是单纯的电路构成，相反，在符号持续时间中仅得到一个相关值。即，相关值以符号间隔输出。
图18是被动相关法的现有的基本构成，这样的电路构成被称为匹配滤波器。特别是，在由数字电路所构成的情况下，被称为数字匹配滤波器(DMF(Digital Matched filter))。图中，由虚线围住的部分相当于相关运算部35。在匹配滤波器的情况下，基带接收信号(Rx Baseband Signal)在每扩展符号速度(时片速度)中被取样，而输入移位寄存器36。存储在移位寄存器36各段中的基带接收信号分别被输入乘法器37，在分别与固定存储的扩展符号(PN1～PN7)38相乘后，被输入加法器(Adder)39，而与其他的相乘结果相加。
扩展符号与主动相关时不同，至少在一个数据持续时间期间被固定。在图18的情况下，表示了一个数据被7时片的扩展符号(PN1～PN7)所扩展的情况下的相关运算，但是，与第一个移位寄存器取样相乘的扩展符号始终是第七时片的扩展符号PN7。通过匹配滤波器的构成，由于每输入一个接收取样(即以时片间隔)，而输出一个相关运算结果，因此，运算速度与滑动相关器相比是高速的，系列长度越长，运算效率越高。但是，消耗功率、硬件规模变大。该倾向随扩展发送符号的扩展符号的符号长度越长(扩展率越大)而变得越发显著。
如以上说明的那样，进行SS信号的接收部中的相关运算的相关器主要有两种相关器，而可以从电路规模、消耗功率和运算速度的关系上来选择任一种方法。图16中的符号的解调部19的构成与图17、图18相同，可以以相关运算结果所得到的定时来分别对相关器输出进行取样。在同步捕获部20、同步跟踪部21中利用扩展符号的时间相关特性来进行同步捕获、同步跟踪。
所谓时间相关特性是指这样的特性：在相关运算中相乘的扩展符号的符号定时与在基带接收信号中包含的扩展符号的定时相一致时，相关运算的结果，成为大电平，在不一致时，成为小电平。图19表示扩展符号的时间相关特性，图20是对其的放大表示。两图中横轴是时间，纵轴是相关值，而且对未进行数据调制的情况进行表示。在进行了BPSK的符号调制的情况下，相关值的极性随发送符号的极性而变化。
在图19中，相关值仅在时间差为「0」附近具有值。不言而喻，该特性依赖于扩展符号的性质，虽然在时间差为「0」附近之外具有若干值，但是，一般使用平均为「0」的这样的扩展符号。TP是扩展符号的系列周期。在使用该图这样的相关特性的扩展符号时，在同步捕获部20中，假设扩展符号的定时来进行相关运算。如图所示的那样，在假设的定时正确时，得到大的相关值，在不正确时，不会得到定时，因此，就能通过相关值的大小来实现定时检测。
图20表示时间差「0」附近的扩展符号的相关特性的一个例子。在扩展符号具有足够随机特性的情况下，该区域的相关特性平均变得与有发送接收波形整形滤波器的合成特性所提供的脉动响应相等。即，在对时片波形进行乃奎斯特传送时，乃奎斯特波形的脉动响应成为「0」附近的相关特性。这样，对于定时差变大，相关值减少，当定时差隔开一个时片间隔(TC)时，相关值输出为「0」。在同步跟踪部21中，进行同步跟踪，以便于用于符号解调的相关值始终为最大值，即，定时误差变小。
下面对同步捕获部20的构成进行说明。首先，作为滑动相关器的同步捕获方法的现有例子，具有例如图21所示的构成。这是在PCT国际公开WO96/04716(PCT/US95/08659)中所公开的方法。图中由虚线围住的部分是相关运算部41。在该例中，表示了在发送侧使用同相轴扩展符号和正交轴扩展符号两种扩展符号来对发送符号的QPSK扩展调制的信号相对应的同步捕获电路。即，如果发送符号为d，同相轴扩展符号为Pi，正交轴扩展符号为Pq，则基带发送信号Tx用下式表示：
Tx=d·(Pi+jPq)
其中，j是虚数单位。发送符号、扩展符号都是时间函数，发送符号是在每个符号间隔中变化的时间函数，扩展符号是在每个时片间隔中变化的时间函数。
基带接收信号，作为通过天线42、接收机(Receiver)43而输出的准同步检波信号Rx，以包含载波的相位差φ的形式，表现为下式这样：
Rx＝d·(Pi+jPq)·exp(φ)
  ＝d·(Pi+jPq)·(cosφ+jsinφ)
Rx的实数成分是同相轴接收信号，虚数成分是正交轴接收信号，作为相相关运算部41的输入。其中，在QPSK逆扩展器(Despueader)41A中，构成乘法器、加减法器，以便于对于准同步检波信号Rx，使假设从扩展符号发生器44所输入的Pi、Pq的定时的Pi’、Pq’成为Rx×(Pi’-jPq’)。接着，在数字积分器(Coherent Accumulators)41B、41C中，在符号间隔中对每个实数成分1虚数成分进行积分，由平方和器45来取得各自的积分结果的平方和，由此，输出相关功率。即，如果Pi、Pq和Pi’、Pq’的定时相一致，由于Pi＝Pi’、Pq＝Pq’，则QPSK逆扩展器输出分别成为d·(cosφ+jsinφ)的实数成分、虚数成分，若求出平方和，而得到d2，得到接收符号功率。在定时不一致的情况下，通过扩展符号的随机性而成为小电平的相关功率。
这样，由于在同步跟踪的阶段中，扩展符号的定时是未知的，则在接收侧假设定时，通过假设的定时来求出与接收信号的相关功率，在得到预先提供的电平以上的输出电平时，判断为扩展符号的同步捕获结束。之所以使用相关功率作为同步捕获的检测，是因为在同步捕获阶段，难于把握载波的相位φ，进行数据调制时的接收信号的相关值振幅随调制数据而在每个相关值中极性随机变化，而在平均化操作中相互抵消了。
为了减轻由噪音所产生的影响，通常，对由同一定时所得到的相关功率进行平均化，通过平均相关功率来进行同步捕获的判断。在图21中，在平均化部(Non-Coherent Accumulators)46中，对每个符号间隔中得到相关功率进行预定时间(次数)积分并进行平均化，在减轻了其噪音影响之后，由比较器(Threshold Comparator)47与阈值电平进行比较，比较结果被传送给控制器(Search Controller)48，来进行同步捕获判定。档判定为同步捕获时，进行同步跟踪和符号调制，而当同步捕获未完成时，重新假设另一个定时来重复进行相同的动作。
虽然由滑动相关所产生的方法的电路构成是简单的，但是，由于在符号间隔中仅得到一个相关值，则在同步捕获中需要膨胀的时间。为此，采用下述方法：设置多个系统的同步捕获电路来谋求同步捕获时间的缩短，设定多个用于平均化的积分电路和阈值电平，以较短的积分时间和较低的阈值电平来进行一次评价，仅在接收定时相一致的可能性较高的情况下，才进行较长积分时间的二次评价。
当以时片间隔变更接收定时时，由于仅得到时片间隔精度的相关值，则在正确的接收定时为例如(n+0.5)时片的情况下，如从图20的特性例子看到的那样，在时片相位n和时片相位n+1下，仅得到与从正确的定时偏移0.5时片的相关值对应的相关功率，因此，捕获性能变差。即，定时与接近无关，由于较低的相关值，定时检测变得困难。为了解决该问题，一般，接收定时以0.5时片间隔([1/2]Tc)的精度变更，即使假设的定时变更0.5时片，同时进行同步捕获检定。
作为由同步捕获电路的数字匹配滤波器所产生的方法的例子，具有例如图22所示的构成。其具有在「由匹配滤波器进行直接数据解调的卫星通信用扩频通信装置」(浜本他著，电子通信学会论文志，Vol.69-b，No.11，pp.1540-1547)所示的构成。提供与同相轴信号、正交轴信号相对应的相关运算结果的数字匹配滤波器输出分别通过平方器50A、50B之后，由加法器51进行加法运算，由此，成为相关功率。在图21中，相对于在每个符号间隔中提供相关功率，在图22中，在每个[1/2]时片间隔中提供这点上是不同的(在每个时片中不是提供一个而是提供两个的构成法将在下面描述)。即，在例如PN符号周期与符号持续时间相一致的情况下，在图21的情况下，观测符号间隔的平方和，由此，以[1/2]时片间隔的分辨率来得到相关功率。而且，进行由循环加法器(Recursive Integrator)52的循环加法运算所产生的平均化操作，来减轻噪声的影响。该循环加法器52由输入平方和的加法器52A、1PN帧的帧存储器52B和把其输出与预定系数相乘的乘法器52C所构成，把乘法运算输出输入加法器52A来实现循环加法运算。在帧存储器中，存储以符号周期单位来对在每个[1/2]时片间隔中得到的相关功率进行循环加法运算的结果，由此，不会混同不同符号相位定时之间的相关功率，来进行平均化操作。接着，由最大值保持部53来保持提供帧存储器52B中最大的平均相关功率的点，来作为接收定时。
与滑动相关的情况相同，为了防止由时片间隔精度的相关值检定所引起的同步捕获性能的降低，采用与图18的对应部分使用相同标号而类似部分使用英文字母「A」的图23的构成，来作为图22的例子的数字匹配滤波器。
在图23中由虚线围住的部分是相关运算部35A。即，以PN时钟的两倍(相当于时片的两倍的过取样)来对向数字匹配滤波器的输入进行取样，使与输入信号相乘的PN符号38对应于对于1时片连续的两个取样。这样一来，在每个[1/2]时片间隔中输出一个取样的相关值，来改善同步捕获精度的降低。
在图24中表示了图23的相关运算结果。图24(a)是通常的相关运算结果。若S0是最佳取样定时下的相关运算结果，则在相邻的取样定时S-1、S1下，相关运算结果围小于S0的值。在图23的构成的情况下，由于以时片速度的2倍输入接收取样，则以时片速度的2倍得到相关运算结果。但是，由于在扩展符号处于2个取样中而与同一符号比特相乘之后，对相关运算结果进行完全加法运算，则如图24(b)所示的那样，以时片速度的2倍进行的相关运算结果为以相邻取样之间进行加法运算的值(在图24中，表示出了进一步除2来进行平均的情况)。即，最大的相关值A0为把相对于同步定时的[1/4]Tc之前所输入的取样的相关值S0与[1/4]Tc之后所输入的取样的相关值S1相加的值。
对于这样的方式的理论的解析，包含了发送接收波形整形滤波器的影响，片冈等在“Performance of Soft Decision Digital Matched Filetr in Direct-SequenceSpread-Spectrum Communication Systems”(IEICE Transactions，Vol.E74，No.5，pp.1115-1122，May.1991)中进行了报告。如果这样，在最佳取样点上，在S/N上发生了若干劣化，其劣化量是轻微的(发送接收等分割滚降率40％路由乃奎斯特滤波器时，0.06dB)，按照该理论解析，在定时误差大的部分([1/2]Tc程度)中，能够确认反而压低了由误差定时所引起的S/N(信噪比)的劣化量。
下面对同步跟踪部的现有构成例子进行说明。同步跟踪部是以被称为符号同步环(DLL)的构成为基本部分。图25、图26表示由滑动相关器所产生的现有的符号同步环，图25是所谓非同步DLL的构成，图26是所谓逆调制型同步DLL的构成。在两图中，由虚线围住的部分是相关运算部58、59、70、71、72。图25是非同步DLL的例子，R.D.GAUDEZI等在“A DigitalChip Timing Recoverry Loop for Band-Limited Direct-Sepuence Spread-SpectrumSignals”(IEEE Transactions On Communications，Vol.41，No.11，Pp.1760-1769，Nov.1993)中进行了报告。在该图中，复数基带接收信号(同相轴接收信号和正交轴接收信号)由低通滤波器(LPF)55进行波形整形，由取样器56以相当于时片的2倍的过取样速度来进行取样，被输入串并转换器(S/P)57。S/P的输出被两等分为在符号解调中所使用的取样O(On Timing)和在用于同步跟踪的定时误差的检测中所使用的取样(E、L；Early，LateTimming)。即，使用定时误差的检测从符号解调定时偏移[1/2]时片间隔的基带接收信号。
在图中，在向定时跟踪系统的输入取样中，取样E由乘法器59A进行直接相关运算，另一方的取样L在由延迟器58A进行1时片的延迟之后，由乘法器58B进行相关运算。Hb(z)是相当于数字积分的低通滤波器58C、59C。接着，两系统的相关运算结果分别由平方器60A、60B进行平方，来去除载波相位和符号调制等的影响，而成为相关功率，然后，由减法器61取差而成为误差信号。接着，误差信号被输入数值控制时钟(NCC)62。由NCC62对误差信号进行平均化操作，由此，在减轻了杂音成分等影响之后，控制接收信号的取样时钟，以使误差信号为0。
图27(a)、(b)分别表示了相关功率特性和误差特性。在图27(a)中，纵轴为相关功率，横轴为时间差。该特性被称为SS信号的自己相关特性。与图20的情况相同，对于形状表示代表性的例子。在杂音的影响足够小的情况下，在该图中，以正确的定时(时间差0)进行取样的符号的相关功率为最大的，随着时间差变大，相关功率降低。在图25中，取样E的定时被设定为比用于符号解调的取样O定时超前[1/2]时片间隔，因此，把取样E延迟了1时片间隔的取样L的相关功率分别为图27(a)所示的值。在此情况下，如果取样O的定时是理想的，由于相关特性是左右对称的，作为由取样E、取样L所产生的相关功率为相同的，误差信号为0。在取样O的定时比正确的定时稍稍滞后的情况下，由取样E所产生的相关功率一方大于取样L所产生的相关功率，其结果，误差信号为负值。图27(b)表示了离取样O的正确的定时的定时偏差与误差信号的关系。图中，横轴为时间差，纵轴为误差信号。即，如果误差信号为负的，则表示定时滞后，如果是正的，则表示定时超前。
在图25中，为了使用符号调制信号，就需要在相关运算后进行平方操作，但是，在例如同步检波是理想的，而从未进行符号调制的导频信号等生成误差信号的情况下，就不需要平方器60A、60B。在此情况下，省略了图25中的平方器60A、60B，而成为所谓的同步DLL的构成，而能够希望提高同步跟踪性能。而在使用进行符号调制的SS信号的情况下，如果理想的同步检波能够实现，则通过使符号调制的极性恢复原状，就能实现同步型DLL的构成。这样的操作所产生的DLL构成被称为逆调制型同步DLL。
图26是所谓的逆调制型同步DLL的现有的构成，是佐和桥等在「DS-CDMA中的逆调制型coherentDLL」(电子情报通信学会技术研究报告，RCS94-50，pp.13-18，1995年2月)中报告的构成。在图26中，由虚线围住的部分是相关运算部70、71、72，由一点划线围住的部分是同步跟踪部68，由两点划线围住的部分是符号解调部69。而且，在相关器中包含的电压控制扩展符号发生器VCCG 78是通过作为误差信号的电压控制信号来控制发生定时的扩展符号发生器。图25对应于通过控制输入取样的取样定时来进行同步跟踪的方案，图26是通过控制扩展符号的发生定时来进行同步跟踪的方案。如果定时控制接收信号与扩展符号的相对的定时关系，就能得到相同的性能。这样，其与非同步DLL和逆调制型DLL没有差异。在下述的PAKE接收机中，共有A/D变换器，在独立地同步跟踪、解调各接收通路信号的定时的情况下，控制扩展符号的发生定时的方式是有利的。但是，在使用下述的DMF的情况下，由于符号相位被固定，则采用控制输入取样定时方法，以使峰值的定时处于中央。
在图26中，在Spreaded Signal接收信号由QPSK准同步检波器(Quashi-quadrature Detector)65进行准同步检波之后，由取样器67以时片间隔的整数倍进行取样，而分别输入符号解调部69、同步跟踪部68。由符号解调部69进行与接收信号同步的定时的扩展符号的相关运算。但是，由于是准同步检波信号，还残留有载波相位差φ的影响。如果使符号为d，其影响由d×exp(jφ)所表现。由载波相位推定器(Carrier Phase Estimator)79来推定φ，从推定结果φ’作出exp(-jφ’)，使用与相关运算结果相乘的结果来进行符号解调。
在同步跟踪部68中，从符号定时来进行超前的定时的扩展符号与滞后的扩展符号的相关运算，然后，计算两者的运算结果之差。在相关运算结果中除了误差信号成分之外还包含了调制符号d、载波相位差φ的影响。如果误差信号为ε，其影响由ε×d×cos(φ)表述。使用由符号解调部(Data Decision)81所推定的d’、由载波相位推定器79所推定的相位差φ’来去除调制符号d和载波相位差φ，而得到误差信号ε’。通过d’来去除d的影响的作业是逆调制。ε’被输入环路滤波器76，通过平均化来减轻杂音的影响，然后，作为ε而输入电压控制扩展符号发生器(VCCG)78中，进行定时控制。这样，就不需要用于通过逆调制来去除载波相位差和调制符号的影响的平方和电路，因此，就没有平方损失(Squaring Loss)，就能进一步降低杂音成分的影响，能够提高同步跟踪性能。
图28是数字匹配滤波器所产生的定时跟踪部的例子。其是片冈等在「使用软判定匹配滤波器的扩频通信用数字同步方式」(电子情报通信学会技术研究报告，RCS91-4，pp.23-30，1991年5月)中报告的构成。在该图中，作为准同步检波信号的两个低通滤波器(LPF)87A、87B的输出由A/D变换器88A、88B以时片速度的两倍进行A/D变换，以相同的时钟输入数字相关器89A、89B中。
数字相关器的基本构成与图23相同。即，数字相关器89A、89B以时片间隔的两倍输出相关运算结果。以符号定时取出两个相关器输出，如果进行相位补偿，来解调接收符号。检出通过平方电路90A、90B、加法器91来从两个相关器输出中去除载波相位、调制符号的影响的相关功率。相关功率被分成两支，一支通过1时片间隔的延迟电路92进行延迟，由减法器93来求出与不通过延迟电路92的相关功率之差，而输出误差信号。在使用图28的数字匹配滤波器的情况下，通过闩锁电路94来抽出具有某种意义的误差信号包含的定时(符号定时)的减法器输出。
误差信号由环路滤波器(Loop Filter)95进行平均化，减轻杂音的影响，然后，被输入电压控制振荡器(VCO)96中，来控制准同步检波信号的接收定时。相关值的符号定时、提供误差信号的定时的相互关系与图25和图27相同。即，误差信号被闩锁的定时在符号定时的后续取样(1/2时片间隔后)。
在图28的例子中，表示了由模拟电路构成电压控制振荡器(VCO)96而对VCO输出进行A/D变换的方法，但是，从装置规模的小型化、产量性的观点上看，需要用数字电路来构成VCO96。在此情况下，考虑按图25那样数字地进行时钟控制。
图29表示了高草木等在「DLL用数字控制时钟振荡器的开发」(1996年电子情报通信学会通信ソサイエティ大会，B-371，1996年3月)中报告的现有数字控制时钟发生器的构成。在电压控制振荡器VCO的情况下，通过模拟控制电压来使输出频率直接变化。与此相对，在图中的构成中，准备比时片速度快的固定时钟97，通过数字控制信号98来使输出时钟的相位直接变化。即，是这样的方法：设置可编程延迟元件99，根据数字控制信号98的控制值来使延迟时间变化，来使时钟的相位变化。控制延迟时间的输出信号通过分频电路来数字地进行时钟控制。在此情况下，由于定时的更新单位是离散的，则为了实现高精度的同步跟踪特性，需要准备比时片速度快的时钟来作为基本时钟。另外，如果固定时钟97是时片速度的n倍，则时片定时的控制单位为1/n时片间隔。
其中，时片速度比符号速度相当地快，通常，以几十倍至几百倍程度的扩展率来设计，因此，要求高速工作。而且，为了实现高精度的同步跟踪特性，要求图28的控制部以时片速度的n倍的速度来工作。数字电路的消耗功率主要取决于工作速度的快速部分，因此，不会使同步跟踪特性劣化，并降低工作速度，这成为数字同步跟踪部的课题。
图30表示了由数字控制所产生的时钟发生器的另一个现有的构成。其概念由Cessna在“Phase Noise and Transient Times for a Binary Quantized DigitalPhase-Locked Loop in White Gaussian Noise”(IEEE Transaction onCommunication COM-20，No2，pp.94，1972)中进行了报告。在图中，时片速度的整数倍的自由振荡时钟100，在脉冲插入/抽出电路101中，通过定时控制信号来对定时进行控制。当使定时超前时，对时钟信号插入脉冲。由于数字电路通过例如脉冲的上升沿而动作，则如果插入脉冲，时钟就相对地前进。反之，当使时钟滞后时，间隔抽出时钟信号的时钟脉冲。如果自由振荡时钟100是时片速度的n倍，则通过一个脉冲的插入/抽出所控制的定时成为[1/n]时片间隔。
在图30中，需要与图29相比缩小电路规模，以自由振荡时钟以上的速度来实现脉冲的插入动作。这样，从低消耗功率的观点上看，不使同步跟踪特性劣化并降低工作速度就成为数字同步跟踪部的课题。
因此，在移动通信中会受到多路衰落的影响。其结果，接收信号作为载波相位、振幅独立变化的不同的定时的多个接收通路信号被接收。由于SS信号利用由扩展符号所产生的时间相关特性，则如果接收通路信号的到来时间差为1时片以上，就能进行分离识别来接收。而且，通过合成分离接收的接收通路信号，就能谋求接收特性的改善。这样的接收方式被称为RAKE接收。
图31是由美国专利5,490,165号所公开的现有的RAKE接收机的构成。图31的RAKE接收机由搜索来自周边基站的发送信号的搜索以及时间上变动的接收多路信号的接收状态(定时、信号功率)的搜索部(SEACHERELEMENT)105、与同步跟踪各接收通路信号同时地进行符号解调的多个解调部(DEMODULATION ELEMENT)106、合成各解调部106的符号解调结果的符号合成部(SYMBOL COMBINER)107、从搜索部105的搜索结果和解调部106的同步跟踪以及解调符号功率来控制解调部106应解调的接收通路信号的分配的控制部(CONTROLLER)108所构成。
在图31中，搜索部105进行的信号搜索是同步跟踪的动作，在装置构成上，由图21的构成来实现。但是，在一边进行同步跟踪、符号解调一边进行接收通路信号的搜索这点上稍有不同。即，在解调部106进行同步跟踪、符号解调的信号不能完全通过衰减的电平变动而解调之前，搜索新的接收通路信号，在解调部106中进行再分配，需要完全的同步以不会引起偏移。
这样，作为搜索部105的动作，要求在短时间内进行精度高的信号搜索。特别是，在给解调部106分配接收通路信号之后，解调部106在短时间内能够动作，为此，需要使牵入同步的时间为短时间，在同步捕获的时刻，要求高的时间精度。在此情况下，在滑动相关器的情况下，具有许多并联准备的相关器，而考虑以这样的定时同时测定相关功率，但是，随着并联数量的增大，就存在硬件规模变大的问题。
图32是图31的解调部106的详细构成，同样由美国专利5,490,165号所公开。在该图中，由虚线围住的部分是相关运算器110。图中，由滤波器(Filter)110B、110C抽出分别在同相轴接收信号、正交轴接收信号中包含的无调制(仅扩展调制)的导频信号，来进行平均化。现有的例子是在发送侧在导频信号中符号复用信息信号的信号相对应的RAKE接收机的构成，无调制导频信号和信息信号通过正交符号(Walsh Function)进行符号复用。即，由于信息信号通过与导频信号相互正交的符号被复用，则导频信号，通过使QPSK逆扩展器110A的输出经过乘法器110D、110E和累加器(Accumulator)110F、110G而分别与正交符号发生器(Walsh Function Generator)111的输出进行积分，来与信息信号相分离，就能实现信道推定。为了以最大比合成来实现RAKE接收，在加权相位补偿部(Data Scale Phase Rotation)112中，推定载波的相位差和接收信号振幅，与相位补偿同时进行由推定振幅所产生的加权，输出加权的同步检波符号。接着，被输入符号存储寄存器(FIFO)113中，进行定时调整以便于以与其他的接收通路信号相同的定时向符号合成部107(图31)输出。
如果定量地进行说明，三个接收通路信号，按接收定时的前后顺序，接收振幅为ρ0、ρ1、ρ2，载波相位为φ0、φ1、φ2，从第一个接收定时开始的延迟时间依次为0、t1、t2，则基带接收信号MRx由下式表示：
MRx＝ρ0·d(t)·exp(jφ0)+ρ1·d(t+t1)·exp(jφ1)
    +ρ2·d(t+t2)·exp(jφ2)
相位补偿和加权进行的各解调部106(图31)的输出分别为ρ0 2·d(t)、ρ1 2·d(t+t1)、ρ2 2·d(t+t2)。而且，如果把符号存储寄存器113的的存储时间分别设定为τ0、τ0-t1、τ0-t2(τ0≥t2)，各解调部106的输出分别为ρ0 2·d(t+τ0)、ρ1 2·d(t+τ0)、ρ2 2·d(t+τ0)，因此，通过由符号合成部107(图31)合成它们，来合成以功率(ρ2)加权的符号。
图32中的同步跟踪部为DLL构成。即，通过定时调整装置(Time Skew)115来对由导频PN符号发生器(Pilot PN Generatot)114所提供的扩展符号进行定时调整，然后，在由QPSK逆扩展器116A和积分器116B组成的相关器116中进行相关运算，从选出的结果生成误差信号，在定时控制部(TimeTracking)117中，对误差信号进行平均化，来减轻杂音的影响，然后，进行跟踪以使解调定时为最佳定时。
与图29至图30相同，为了得到预定的定时精度，必须使定时控制部117以超过时片速度的速度高速工作，而存在不使精度劣化而降低工作速度来谋求低耗电的课题。而且，在图31的RAKE接收机中，由于包含需要高速工作的定时控制部117的解调部106具有多个，则低耗电在RAKE接收机中为特别大的课题。在图32中，进行符号合成的符号存储寄存器113由FIFO构成，则存在越是高速而FIFO的规模、耗电量越大的问题。
图33表示在使用数字匹配滤波器时的多路衰落环境下的RAKE接收机的构成。其是G.L.TURIN在“Introduction to Spread-Spectrum AntimultipathTechniques and Their Application to Urban Digital Radio”(PROCEEDING OFTHE IEEE，Vol.68，No.3，March，1980)中报告的构成。被同步检波的相关器输出信号被输入延迟电路(Delay Line)118中，进行定时调整以便于使多路接收信号的合成定时相一致。接着，在进行了对应于多路接收信号的接收振幅的加权之后，由加法器(Summing Bus)119进行加法运算。能够防止与未检出接收多路信号的定时相对应的加权为0的不需要的杂音的混入。在图33的例子中，向RAKE接收机的输入信号为同步检波信号，但是，也可以输入载波相位差残留的相关运算输出，在加权部分中，同时进行相位补偿。用于加权、相位补偿的接收振幅ρ、载波相位φ的推定可以用图26或图32等方法来进行。
在这样使用数字匹配滤波器的情况下，由于在每个向数字匹配滤波器的输入取样间隔(即，时片速度以上)中提供相关值或相关功率，则同步捕获、同步跟踪是比较容易的，但是，只能检出等间隔的时间差所产生的相关值。在提高定时精度的情况下，考虑了单纯地对与图23的构成相对应的部分使用相同标号而对相似部分使用英文字母来表示的图34的构成进行扩展的情况。但是，随着高精度化，电路规模、耗电量的增加量非常大，则实现变得困难。这样，输入取样速度自然而然受到限制，而难于得到高定时精度。其结果，就存在由于定时误差而使信号功率降低的问题。
对于上述问题，报告了图35所示的构成。该构成为在日本专利公开公报特开平7-95125号中所公开的构成，通过使n个数字匹配滤波器121以低速度并行工作，来谋求低耗电化。这是与使滑动相关器并行工作的构成相类似的构成，工作速度能够降低并联数量。在该图中，准备多个以与时片时钟相同而相位互不相同的时钟122工作的数字匹配滤波器121，使各自的相关值或相关功率经过多路复用器123，由此来连续地输出，而得到数字匹配滤波器121的工作速度为时片速度原样的高定时精度的构成。
但是，数字匹配滤波器121的并联所产生的硬件规模的增大量相当大，而且，压低最高工作速度的由并联化所产生的耗电量增大了，因此，依然存在硬件规模、耗电量同时变大的问题。
为了解决以上问题，本发明的目的是提供扩频信号接收方法和扩频信号接收装置，不损害符号(或者数据)解调特性、同步捕获特性、同步跟踪特性而能够实现小型化、低耗电化。
为了解决上述问题，本发明所涉及的扩频信号接收方法，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：第一相关运算步骤，在进行扩频信号的基带成分和扩展符号的相关运算的过程中，进行扩展符号和基带成分的相关运算；第二相关运算步骤，以该第一步骤中的扩展符号和基带成分的定时关系相差扩展符号间隔的1/2的不同定时来进行相关运算；推定步骤，使用第一、第二步骤结果，推定定时关系在1/2以下的定时点上的相关运算结果。
本发明所涉及的扩频信号接收方法，在上述基础上，还包括：解调步骤，使用由第一及第二相关运算步骤、推定步骤的结果得到的两个相关运算结果和扩展符号间隔的1/2以下的定时点上的相关运算的推定结果，来解调扩频信号。
本发明所涉及的扩频信号接收方法，在上述基础上，还包括：同步捕获步骤，使用由第一及第二相关运算步骤、推定步骤的结果得到的两个相关运算结果和扩展符号间隔的1/2以下的定时点上的相关运算的推定结果，来进行扩频信号的同步捕获。
本发明所涉及的扩频信号接收方法，在上述基础上，还包括：同步跟踪步骤，使用由第一及第二相关运算步骤、推定步骤的结果得到的两个相关运算结果和扩展符号间隔的1/2以下的定时点上的相关运算的推定结果，来进行扩频信号的同步跟踪。
本发明所涉及的扩频信号接收方法，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：第一相关运算步骤，进行扩展符号和基带成分的相关运算；第二相关运算步骤，进行使扩展符号偏移符号间隔的1/2的扩展符号和基带成分的相关运算；推定步骤，把第一相关运算结果和第二相关运算结果相加，推定两个定时的中央点的相关运算结果；第一和第二加权步骤，对第一相关运算结果和第二相关运算结果分别进行预定的加权；高精度化步骤，从推定步骤、第一和第二加权步骤的运算结果来谋求相关定时的高精度化。
本发明所涉及的扩频信号接收方法，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：第一相关运算步骤，进行扩展符号和基带成分的相关运算；第二相关运算步骤，进行使扩展符号偏移符号间隔的1/2的扩展符号和基带成分的相关运算；推定步骤，把第一相关运算结果和第二相关运算结果相加，推定两个定时的中央点的相关运算结果；第一和第二加权步骤，对第一相关运算结果和第二相关运算结果分别进行预定的加权；最佳定时选择步骤，从推定步骤、第一和第二加权步骤的运算结果来选择最佳定时的相关运算结果或推定结果。
本发明所涉及的扩频信号接收方法，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：第一相关运算步骤，在进行与扩频接收信号的基带成分中假设的扩展符号的相关运算而进行同步捕获的过程中，进行扩展符号和基带成分的第一相关运算；第二相关运算步骤，进行使扩展符号偏移符号间隔的1/2的扩展符号和基带成分的相关运算；第一和第二功率计算步骤，从第一和第二相关运算结果求出各个相关功率；第一和第二平均相关功率计算步骤，对第一和第二功率计算结果进行平均化操作，求出各自的平均相关功率；平均功率推定步骤，通过把第一和第二平均相关功率计算结果相加，来推定两个定时的中央点的平均相关功率；第一和第二加权步骤，对第一和第二平均相关功率计算结果分别进行预定的加权；同步捕获检定步骤，使用平均功率推定步骤的计算结果和第一和第二加权步骤的计算结果来进行同步捕获检定。
本发明所涉及的扩频信号接收方法，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：第一～第三符号间隔移位步骤，在进行与扩频接收信号的基带成分中假设的扩展符号的相关运算而进行同步跟踪的过程中，使扩展符号分别移位符号间隔的1/2倍、1倍、3/2倍；相关运算步骤，进行扩展符号和基带成分的相关运算；第一～第三移位相关运算步骤，分别进行由第一～第三符号间隔移位步骤分别得到的扩展符号和基带成分的相关运算；第一～第四相关功率计算步骤，从相关运算步骤、第一～第三移位相关运算步骤的相关运算结果来分别求出相关功率；第一～第四平均相关功率计算步骤，对于由第一～第四相关功率计算步骤所得到的相关功率，求出分别进行平均化操作的平均相关功率；第一推定平均功率计算步骤，通过把第一、第二平均相关功率计算步骤的运算结果相加，来推定两者的中间定时的平均相关功率；第二推定平均功率计算步骤，通过把第三、第四平均相关功率计算步骤的运算结果相加，来推定两者的中间定时的平均相关功率；同步跟踪步骤，使用第一～第四平均相关功率步骤的运算结果和第一～第三推定平均相关功率计算步骤的运算结果来进行同步跟踪。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：扩展符号发生装置，发生扩展符号；延迟装置，使由扩展符号发生装置所发生的扩展符号延迟，而输出延迟扩展符号；第一相关运算装置，进行扩展符号和基带成分的相关运算；第二相关运算装置，进行延迟扩展符号和基带成分的相关运算；定时调整装置，调整第一、第二相关运算装置的输出定时；定时高精度化装置，从输出定时被调整了的第一、第二相关运算结果来求出两者的定时中央点的相关运算结果；选择装置，输出由定时被进行了高精度化的相关值所指定的相关值。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：扩展符号发生装置，发生扩展符号；延迟装置，使由扩展符号发生装置所发生的扩展符号延迟，而输出延迟扩展符号；第一相关运算装置，进行扩展符号和基带成分的相关运算；第二相关运算装置，进行延迟扩展符号和基带成分的相关运算；平方和装置，从第一、第二相关运算结果分别求出相关功率；平均化装置，分别对两个相关功率进行平均化而求出平均相关功率；定时高精度化装置，从两个平均相关功率来推定两者的定时中央点的平均相关功率；控制部，一边把定时高精度化装置的输出与阈值电平进行比较一边进行同步捕获检定。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：串并变换装置，把以时片速度的两倍所输入的基带成分变换为与时片速度相同速度的两个并行信号；第一匹配滤波器，把串并变换装置的第一输出信号作为输入，以时片速度输出与基带成分的相关值；第二匹配滤波器，把串并变换装置的第二输出信号作为输入，以时片速度输出与基带成分的相关值；平方和装置，从两系统的匹配滤波器输出分别求出相关功率；平均化装置，分别对两系统的相关功率进行平均化，而输出平均相关功率；连续的高精度化装置，从两系统的平均相关功率，来推定定时中央点的平均相关功率，按时序来输出它们；接收通路检测装置，通过观测连续的高精度化装置的电平，来检测接收信号的定时，来进行同步捕获。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：扩展符号发生装置，发生扩展符号；延迟装置，分多级来使由扩展符号发生装置所发生的扩展符号被延迟；多个相关运算装置，进行基带成分和扩展符号以及分多级延迟的扩展符号的相关运算；多个平方和装置，从相关运算装置的运算结果分别求出相关功率；多个平均化装置，求出分别对相关功率进行平均化操作的平均相关功率；定时调整装置，调整多个平均功率所得到的定时；定时高精度化装置，使用被定时调整了的多个平均相关功率，来推定相关功率所得到的定时中央点的平均相关功率；定时控制装置，从进行了高精度化的平均相关功率来进行定时控制；时钟控制装置，根据定时控制装置的控制结果来控制扩展符号时钟；定时高精度化装置，从多个相关运算结果和由运算结果推定的定时中央点的相关运算推定值中，选择输出最大的相关运算结果。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，其特征在于，定时控制装置进行从多个平均相关功率和多个推定平均相关功率中跟踪最大的相关功率的控制。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，其特征在于，定时控制装置从多个平均相关功率和多个推定平均相关功率中选择用于生成误差信号的两个相关功率，来进行延迟锁定环控制。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：导频扩展符号发生装置，发生导频扩展符号；延迟装置，分多级使导频扩展符号被延迟；多个相关运算装置，进行基带成分和扩展符号以及分多级延迟的扩展符号的相关运算；多个平方和装置，从相关运算装置的运算结果分别求出相关功率；多个平均化装置，求出分别对相关功率进行平均化操作的平均相关功率；定时调整装置，调整多个平均功率所得到的定时；定时高精度化装置，使用被定时调整了的多个平均相关功率，来推定相关功率所得到的定时中央点的平均相关功率；定时控制装置，从进行了高精度化的平均相关功率来进行定时控制；时钟控制装置，根据定时控制装置的控制结果来控制扩展符号时钟；定时高精度化装置，从多个相关运算结果和由运算结果推定的定时中央点的相关运算推定值中，选择输出最大的相关运算结果。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，其特征在于，定时控制装置进行从多个平均相关功率和多个推定平均相关功率中跟踪最大的相关功率的控制。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，其特征在于，定时控制装置从多个平均相关功率和多个推定平均相关功率中选择用于生成误差信号的两个相关功率，来进行延迟锁定环控制。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：导频扩展符号发生装置，发生导频扩展符号；延迟装置，分多级使导频扩展符号被延迟；多个相关运算装置，进行基带成分和扩展符号以及分多级延迟的扩展符号的相关运算；多个平方和装置，从相关运算装置的运算结果分别求出相关功率；多个平均化装置，求出分别对相关功率进行平均化操作的平均相关功率；定时调整装置，调整多个平均功率所得到的定时；定时高精度化装置，使用被定时调整了的多个平均相关功率，来推定相关功率所得到的定时中央点的平均相关功率；定时控制装置，从进行了高精度化的平均相关功率来进行定时控制；时钟控制装置，根据定时控制装置的控制结果来控制扩展符号时钟；定时高精度化装置，根据定时控制装置的控制结果，从多个相关运算结果和由运算结果推定的定时中央点的相关运算推定值中，选择输出最大的相关运算结果；同步检波装置，使用定时高精度化装置的输出来进行信道推定、相位补偿。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：扩展符号发生装置，发生扩展符号；延迟装置，分多级使扩展符号被延迟；多个相关运算装置，进行基带成分和扩展符号以及分多级延迟的扩展符号的相关运算；多个延迟装置，使多个相关运算结果分别被延迟在信道推定中所需要的时间；多个同步检波装置，使用信道推定值来分别进行相位补偿、加权；多个逆调制装置，使用对同步检波装置所假判定的数据分别进行逆调制；平均化装置，对多个逆调制结果进行平均化操作；定时高精度化装置，使用被定时调整了的多个平均相关功率，来推定相关功率所得到的定时中央点的平均相关功率；定时控制装置，从进行了高精度化的平均相关功率来进行定时控制；时钟控制装置，根据定时控制装置的控制结果来控制扩展符号时钟；第二定时高精度化装置，根据定时控制装置的控制结果，从多个相关运算结果和由运算结果推定的定时中央点的相关运算推定值中，选择输出最大的相关运算结果；信道推定装置，使用由第二定时高精度化装置所提供的相关运算结果来进行信道推定；第三定时高精度化装置，根据定时控制装置的控制结果，从多个同步检波结果和由同步检波结果推定的定时中央点的同步检波推定值中，选择输出最大的同步检波电平所得到的同步检波结果。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，其特征在于，定时控制装置进行从多个平均相关功率和多个推定平均相关功率中跟踪最大的相关功率的控制。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，其特征在于，定时控制装置从多个平均相关功率和多个推定平均相关功率中选择用于生成误差信号的两个相关功率，来进行延迟锁定环控制。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：串并变换装置，把以时片速度的两倍所输入的基带成分变换为与时片速度相同速度的两个并行信号；第一匹配滤波器，把串并变换装置的第一输出信号作为输入，以时片速度输出与基带成分的相关值；第二匹配滤波器，把串并变换装置的第二输出信号作为输入，以时片速度输出与基带成分的相关值；平方和装置，从两系统的匹配滤波器输出分别求出相关功率；平均化装置，分别对两系统的相关功率进行平均化，而输出平均相关功率；连续的高精度化装置，从两系统的平均相关功率，来推定定时中央点的平均相关功率，按时序来输出它们；相位补偿装置，对两系统的匹配滤波器输出进行相位补偿；第二连续的高精度化装置，从两系统的进行了相位补偿的同步检波信号，来推定定时中央点的同步检波信号，按时序来输出它们；RAKE合成装置，把由第一连续的高精度化装置输出的平均相关功率所产生的加权与第二连续的高精度化装置输出相乘而进行合成。
本发明所涉及的扩频信号接收装置，其特征在于，通过接收时片形状来计算确定高精度化装置中的加权。
本发明的这些和其他的目的、优点及特征将通过结合附图对本发明的实施例的描述而得到进一步说明。在这些附图中：
图1是用于说明本发明的原理的信号波形图；
图2是表示本发明的符号解调部的滑动相关器的构成的方框图；
图3是表示本发明的高精度化装置的构成的方框图；
图4是表示本发明的符号解调部的数字匹配滤波器的构成的方框图；
图5是表示本发明的同步捕获部的滑动相关器的构成的方框图；
图6是表示本发明的同步捕获部的数字匹配滤波器的构成的方框图；
图7是表示本发明的连续的高精度化装置的构成的方框图；
图8是表示本发明的RAKE接收用符号解调部和同步跟踪部的滑动相关器的构成的方框图；
图9是表示本发明的RAKE接收用符号解调部和同步跟踪部的滑动相关器的另一个构成的方框图；
图10是表示本发明的进行导频信号的同步检波的RAKE接收用符号解调部和同步跟踪部的滑动相关器的构成的方框图；
图11是说明本发明高精度误差信号生成装置以及定时控制装置的简图；
图12是表示本发明的RAKE接收用符号解调部和逆调制型同步DLL的滑动相关器的构成的方框图；
图13是表示本发明的RAKE接收用符号解调部和逆调制型同步DLL的滑动相关器的另一个构成的方框图；
图14是表示本发明的RAKE接收机的数字匹配滤波器的构成的方框图；
图15是表示扩频信号的发送部的现有构成的方框图；
图16是表示扩频信号的数字接收部的现有构成的方框图；
图17是表示滑动相关器的符号解调部的现有构成的方框图；
图18是表示数字匹配滤波器的符号解调电路的现有构成的方框图；
图19是用于说明扩频符号的时间相关性的信号波形图；
图20是用于说明扩频符号的时间相关性的信号波形图；
图21是表示滑动相关器的同步捕获部的现有构成的方框图；
图22是表示数字匹配滤波器的同步捕获部的现有构成的方框图；
图23是表示两倍过取样精度的数字匹配滤波器的现有构成的方框图；
图24是用于说明从与通常的相关特性相邻的相关值求出距中央点的相关值的程序的信号波形图；
图25是表示滑动相关器的符号解调部和同步跟踪部的现有构成的方框图；
图26是表示滑动相关器的符号解调部和逆调制型同步DLL的现有构成的方框图；
图27是表示由同步跟踪部所使用的取样定时与相关功率的关系以及取样误差与误差信号的关系的信号波形图；
图28是表示数字匹配滤波器的符号解调部和同步跟踪部的现有构成的方框图；
图29是表示同步跟踪部中的定时控制电路的现有构成的方框图；
图30是表示同步跟踪部中的定时控制电路的另一个现有构成的方框图；
图31是表示RAKE接收机的现有构成的方框图；
图32是表示滑动相关器的RAKE接收用符号解调部的同步跟踪部的现有构成的方框图；
图33是表示匹配滤波器的RAKE合成部的现有构成的方框图；
图34是表示匹配滤波器的定时高精度化的现有构成的方框图；
图35是表示数字匹配滤波器的并联构成的匹配滤波器的定时高精度化的现有构成的方框图。
下面参照附图来对本发明的实施例进行说明。
实施例1
图1是用于说明通过本发明来得到高定时精度的原理图。图中的曲线表示SS信号的相关值或相关功率特性。虽然以下的说明适用于相关值和相关功率，但是，仅作为相关值的情况进行说明。并且对取样是两倍的过取样的情况进行说明。所谓的两倍过取样是指以时片速度的两倍来进行取样。图中箭头S-1、S0、S1、S2表示对以各个取样定时所得到的取样值进行的相关运算结果。A-2、A-1、A0、A1是对应于在图23、图34等的数字匹配滤波器中说明的相关值，通过对从相邻的取样定时所得到的相关值相加而得到的取样定时的中央点相对应的相关值。
图1(a)表示以S0为最佳的取样定时来得到最大相关值的情况。图1(b)表示：由于最佳的取样定时存在于S0和S1中间，即使选择任一个相关值，也仅能得到低于最大值的电平的相关值。另一方面，图1(c)表示：由于由图23的构成所得到的最佳相关值存在于A-1和A0中间，即使选择A-1、A0中的任一个，也仅能得到低于最大值的电平的相关值。图1(d)表示A0作为最佳相关值而得到的情况。
其中，当比较图1(a)与图1(b)、图1(b)与图1(d)时，可以看到：在通常的相关值下最佳定时的状态(a)是把相邻的相关值相加而得到的相关值的最差定时的状态(c)，反之，把相邻的相关值相加而得到的相关值的最佳定时的状态(d)是通常的相关值的最差定时(b)的状态。这暗示了两者为能够相互插补的关系。即，把以两倍的过取样得到的相关值作为基本，根据需要，从相邻取样之间的相加值，来推定取样定时之间的中央点定时的相关值，由此，来模拟地得到与过取样的时间精度相对应的相关值。
在本发明中，使用上述原理，来以较少的运算量而在时间上实现高精度的解调精度、同步跟踪精度、同步捕获精度。但是，虽然图1(b)的S0与图1(c)的A-1是相当于同一定时的相关值，但是，由于其值不同，就需要使用校正其的系数。校正系数取决于波形整形滤波器的形状。在处理相关值和处理相关功率时，校正系数需要单独设定为与振幅相对应的系数和与功率相对应的系数。与相关值(振幅)相关的校正系数可以由实验或计算机模拟等来决定，以使平均错误率成为最小，或者，定时误差成为最小，也可以按以下表示的那样与相关值特性相对应来进行决定。
即，如果使作为时间差t中的平均相关值的时片脉动响应(发送接收波形整形滤波器的合成脉动响应)为h(t)，取样中央点g(t)按下式那样通过把相邻取样的相关值相加来得到：
g(t)＝h(t-Tc/4)+h(t+Tc/4)
这是因为：从相对于中央点的与中央点的Tc/4前、Tc/4后的取样所得到的相关值，来得到取样相对应的相关值。如从图1看到的那样，如果与S0相关的定时误差为Tc/8以下，使用相关值本身，如果为Tc/8～Tc/4，使用相关值的相加的方法从定时误差和相关值的关系上看是合适的。即，对应于相关值的校正系数GA可以设定为：
GA×h(Tc/8)＝g(Tc/8)
同样，与相关功率相对应的校正系数GP可以设定为：
GP×h2(Tc/8)＝g2(Tc/8)
如果时片脉动响应是左右对称并随定时误差而平稳减少的形状，通过使用上述GA、GP，就能得到与4倍过取样时的定时精度同等的效果。
实施例2
图2是本发明的滑动相关器所产生的符号解调部的实施例，对应于图17。图中由虚线围住的部分201、202是滑动相关器，由一点划线围住的部分是定时高精度化装置207，由两点划线围住的部分是高精度化装置212。驱动扩展符号发生器(PN Generator)204的时钟(Chip-rate Clock)203把两倍的时片速率自由振荡时钟作为输入，通过定时控制信号(Control)，来以1/2时片单位控制扩展符号发生器204的定时。把输出扩展符号分为两份，一方，由滑动相关器201进行与直接基带接收信号的相关运算。另一方，在由延迟电路205延迟了[1/2]时片间隔([1/2]Tc)之后，由滑动相关器202进行与基带接收信号的相关运算。
由于相关运算以与扩展符号同步的形式进行，滑动相关器202的相关运算的积分开始/结束时间，相对于滑动相关器201的积分开始/结束时间滞后[1/2]Tc。为了吸收该延迟的相关值在由延迟电路206延迟了[1/2]Tc之后，被输入高精度化装置230。滑动相关器201、202以时片单位工作，相互的定时移动[1/2]时片。这样，可以为这样的结构：把基带接收信号进行串并变换(并行数为2)，把一方的输出输入到滑动相关器201中，把另一方的输出输入到滑动相关器202中。在此情况下，省略了延迟电路205、206。该变形方法适用于在以下的实施例中说明的滑动相关器的全部构成。
在高精度化装置212中，定时精度从两倍的相关值被高精度化为4倍精度的相关值。高精度化的方法，首先，在定时高精度化装置207中，所得到的相关值分别根据与振幅相关的校正系数GA而由放大器209、210进行放大，定时中央点的相关值由加法器211把两输入相关值相加而得到。接着，在选择器208中，按照选择信号来从3个相关值中选择出一个来输出。选择信号是对应于由下述的同步跟踪部所判定的最佳定时的信号。通过这样的构成，最高速度为2倍的时片时钟，控制单位与[1/2]Tc无关，能够得到4倍过取样精度的相关值，因此，不会损害定时精度，而能够实现低耗电化。虽然图2的构成与图17的构成相比，相关器数量增大，但是，由于这些相关器在同步跟踪部中被共同使用，则如果考虑到同步跟踪部，不会大幅度增大硬件规模。
图3是图2的高精度化装置212的另一个实施例。图中由一点划线围住的部分A对应于高精度化装置212。在图2的实施例中，从所得到的两个相关值计算中央定时的相关值，最后由选择器208选择一个相关值，但是，由于实际上需要的相关值仅有一个，则存在处理的冗余性。在运算功能上，由于是单一相关值的放大和两相关值的相加，则由解码器213来对选择信号进行解码，分解为选择放大还是相加运算的功能选择(Function Select)和在放大时选择放大图2的相关器201与相关器202中的哪一个的相关运算结果的取样选择(Samle Select)信号。由选择器1(214)、选择器3(215)来进行运算功能的输入输出的选择，由选择器2(216)进行放大时的相关值选择。
解码器213的功能、选择器214、215、216的电路构成都是单纯的，由于选择器1(214)、选择器3(215)联动，就能以非常单纯的结构来实现由电路规模的缩小化和冗余运算省略所产生的低耗电化。在高精度化装置212、212A中，高精度化的对称不是相关值(振幅)，在相关功率时，校正系数GA变更为校正系数GP。
实施例3
图4是本发明所涉及的数字匹配滤波器所产生的符号解调部的一个实施例，对应于例如图35。在图35中，在例如使数字匹配滤波器DMF的数量为4时，把以4倍的过取样所输入的接收信号以定时相位不同的时钟输入到4个DMF中，在各DMF中以时片速度工作，但是，在图4中，在这点上是不同的：与以2倍的过取样所输入的信号相对，使[1/2]Tc定时的移位的两个DMF222A、222B分别以时片速度工作。
即，A/D变换器220以2倍的时片速度把基带接收信号变换为数字信号，通过串并变换器221以时片速率速度分成为相位偏移[1/2]时片的两个取样，分别输入DMF222A、222B，在每个时片中分别输出一个相关值。其中，仅有相当于数据定时附近的取样定时的相关值被取样器223A、223B抽出。取样器223A、223B的输出被输入高精度化装置212或212A，通过选择信号来选择输出被高精度化为4倍过取样的定时精度的相关值。其中，为了对振幅进行高精度化，校正系数是GA。由此，最高速度为2倍过取样，能够通过时片速度工作的DMF两系统来得到4倍过取样精度的相关值。与图35相比，能够大幅度削减电路规模、耗电量。与图23相比，虽然电路规模的相同的，但是，DMF的工作速度为二分之一(时片速度)，能够的定时精度为图23的两倍的4倍这样的高精度定时的接收相关值。
实施例4
图5是使用本发明所涉及的滑动相关器的同步捕获部或搜索部的一个实施例，对应于图21或图31的搜索部，对应部分使用相同标号。图21是表示滑动相关器是一系统的情况，而在本实施例中，是表示两系统的情况。这样，为了使电路规模、性能条件相一致，在图21中进行与相关器为两系统的情况的比较，下面对本发明所得到效果进行说明。
在图5中，逆扩展器(Despreader)41A、数字积分器(CoherrentAccumlators)41B、41C、平方和器45、平均化装置(Non-CoherrentAccumlators)46与图21相同地工作。如在图21的工作中说明的那样，为了使用两系统的相关器来谋求捕获时间的缩短、捕获性能的提高，需要系统之间的定时差为[1/2]Tc，对于图5，表示这样的情况。
与图21中具有两系统相关器时的动作相反，图5具有这点：通过定时高精度化装置207来以4倍过取样精度得到平均相关功率，与阈值电平相比较。即，相对于平均化的相关功率上的定时超前的系统，设置[1/2]Tc时间延迟电路225，来调整对定时滞后的系统而得到平均相关功率的定时。接着，通过定时高精度化装置207来输出4倍过取样精度下的相关值，一边由比较器226来比较所得到的平均相关值输出和阈值电平，一边进行捕获检定。虽然定时高精度化装置207为与图1相同的构成，但是，在图5中为了处理相关功率，校正系数为与功率相对应的GP。
通过这样的构成，由于用相对于2倍过取样的定时精度的相关器构成来以4倍过取样的高定时精度进行同步捕获检定，则能够减小由定时误差所产生的S/N变差的影响，而提高捕获性能。由于定时高精度化装置207相对于由2倍过取样所得到的平均相关功率来进行处理，就能通过从最初以4倍过取样精度求出相关功率的平均化处理，运算量特别少。由于以高精度进行同步捕获定时，能够缩短移到同步跟踪动作时的同步跟踪部的初期牵入时间，而能够提高同步跟踪性能。特别是，在接收信号电平频繁变化的多路衰落环境下，作为用于RAKE接收的信号搜索装置，信号搜索性能的提高、牵入时间的缩短在保持同步(降低同步偏离概率)的情况下非常有效。
在图5的实施例中，把图21的相关器作为两系统来进行说明，但是，反之，在图5的相关器作为一系统而与图21相比较的情况下，可以期望具有相同的效果。这是因为：在相关器为一系统的情况下，使在进行同步捕获检定时假设的定时以[1/2]Tc来变化，但是，在图5中，是以同样的间隔来变化，在得到各自的平均相关功率的步骤中，从相邻的平均相关功率来通过定时高精度化装置推定中央定时的平均相关功率。
实施例5
图6是本发明所涉及的使用DMF的同步捕获部或搜索部的一个实施例，与图22相对应，对应部分使用相同标号来表示。在图22中，相对于以图23所示的2倍过取样所输入的接收信号，取得与同一符号连续进行两次的扩展符号的相关，而在一系统中使用以2倍过取样输出相关值的DMF，而以相邻的相关功率的相加结果来有效地进行同步捕获的检出。另一方面，在本发明中，以这样的两系统DMF的构成为基础：由于直接得到的相关功率和使用其来推定相邻取样之间的中央点的相关功率，使以2倍过取样所取样的信号，通过串并变换装置，来处理定时相互之间移动了[1/2]时片的时片速度的接收取样。
在图6中，进行了准同步检波的同相轴接收信号和正交轴接收信号以2倍过取样速度输入串并变换器230A、230B，以时片速度两等分为相互相差[1/2]Tc的信号。第偶数个取样由相关器231A、231B以芯片速度进行相关运算，然后，通过平方器50A、50B、加法器51而在每个时片中输出相关功率。同样，第奇数个取样通过相关器231C、231D，在每个时片中输出相关功率。各个相关功率由进行循环相加所产生的循环加法器52来进行平均化操作，每时片间隔的平均相关功率被存储在帧存储器52B内，通过连续的高精度化装置232，平均相关功率恢复为2倍过取样精度，然后，通过放大或相加操作，来输出4倍过取样的定时精度的平均相关功率，由接收通路检测部234来进行接收通路检测，把结果报告给控制部(CPU)。由于连续的高精度化装置232处理相关功率，则校正系数为GP。
图7表示图6中的连续的高精度化装置232的详细构成。从循环加法器52分别在每个芯片间隔中输入平均相关功率。这样，通过以2倍的时片速度交替切换开关232A，就能交替地输入两个循环加法器52的输出，通过开关输出来以2倍过取样的定时精度达到平均相关功率。如果是原封不动的，则与图22所得到的性能没有本质的差异，但是，通过延迟电路22B以后的构成，来以4倍过取样精度连续地输出平均相关功率。
即，由于放大器232D和加法器232C通过延迟电路232B、232C而连接成图7那样，放大器232D一直放大延迟电路232C的输出(平均相关功率)，把放大结果输出给串并变换器232F。与此同时，加法器232E一直把延迟电路232B的输出(平均相关功率)和延迟电路232C的输出(平均相关功率)相加，把相加结果输出给串并变换器232F。如果串并变换器232F以4倍的时片时钟交替输出所输入的放大结果和相加结果，在时间上连续地输出所放大的平均相关功率和通过相加而推定的中央点的平均相关功率，因此，来以4倍过取样的定时精度来输出平均相关功率。
其中，由于高精度化的处理是对于平均相关功率的，则通过从最初以4倍精度得到平均相关功率的构成，运算量特别小。由于4倍精度化之后的处理可以是以平均化部输出的比例即循环积分次数的一次的处理，则运算量、速度都变小。这样，如果从图6的整体构成来看，处理量的增大程度变小。
由此，通过图6的构成，在运算量、硬件规模与2倍过取样精度大致相同的情况下，得到了能够以4倍过取样的定时精度进行同步捕获的效果。在此情况下，与图5的滑动相关器所产生的同步捕获部的实施例相同，具有这样的效果：定时精度提高所产生的同步捕获性能的提高，并且随着从同步捕获向同步跟踪的过渡，通过牵入时间的缩短等来减低同步偏离的概率。
实施例6
图8、图9表示本发明所涉及的使用滑动相关器的同步跟踪部和符号解调部的一个实施例。两图都说明了对通过BPSK来对BPSK信息符号进行扩展调制的信号进行符号解调和同步跟踪的情况。为了以图2所涉及的符号解调部来实现高精度化，就需要使本来可以是一系统的相关器为两系统的。但是，说明了冗余的系统能够与同步跟踪部共用的情况，在图8、图9中，说明了可以与同步跟踪部共用，并且说明了在同步跟踪部中能够从2倍过取样精度的相关值来实现4倍过取样精度的同步跟踪特性。
在图8中，被准同步检波的基带接收信号由波形整形滤波器(LPF)235进行波形整形，在取样器236中由时片时钟(fc)的2倍速度的自由振荡时钟来进行取样。被取样的接收信号被分成4份，而输入复数相关器237A～237D。所谓复数相关器237A～237D是指图8作为对象的信号的情况下对同相轴接收信号和正交轴接收信号分别乘以相同扩展符号而在符号间隔中进行积分的相关器。在复数相关器237A～237D中同时输入由扩展符号发生器238所发生的扩展符号。但是，各个扩展符号由延迟电路239A～239C延迟不同的延迟时间，以延迟时间小的顺序输入复数相关器237A～237D的顺序。延迟时间分别具有[1/2]Tc的延迟时间。4个复数相关器237A～237D的输出分别由平方和装置240A～240D进行平方和，而成为相关功率，由平均化装置241A～241D进行平均化，来减轻杂音的影响。
而且，由于复数相关器237A～237D的积分定时依赖于所输入的扩展符号，通过用于吸收它们的时间差的延迟电路242A～242C，使向定时高精度化装置207A的4系统的平均相关功率的输入定时相一致，然后，在定时高精度化装置243中，从2倍过取样的时间精度输出与4倍过取样的时间精度相对应的相关值。定时高精度化装置207A的构成为与图1的定时高精度化装置207相同的构成，但是，输入输出数量不同。其中，为了处理相关功率，校正系数使用与功率相对应的GP。
定时高精度化装置207A被输入定时控制装置243，来进行定时控制。该定时控制方法，在同步捕获时，通过由控制部所提供的同步捕获定时，初始设定为：延迟电路242A～242C中的任一个定时0、1/2Tc、Tc、3/2Tc的相关值为最大，以后，进行定时控制以使最大相关值包含在延迟电路242A～242C中的任一个中。但是，由于驱动扩展符号的时钟为2倍的时片速度，在时钟操作中仅进行每[1/2]Tc的控制。剩余的细微控制这样处理：通过符号解调提供最大的相关值，在高精度化装置212A中，切换放大器输出S1、S3、S5、S7或相加输出S2、S4、S6。
另一方面，图8中的符号解调部把复数相关器237B、237C的输出作为输入，由使延迟电路232B的输出延迟的延迟电路244和高精度化装置212A所构成。虽然在图中未图示，对于作为高精度化装置212A的输出的相关符号，完成了进一步进行相位补偿的符号解调。高精度化装置212A的构成与图1、图2的构成相同，但是，在这点是的不同的：输入输出是复数信号(同相轴信号、正交轴信号)，对每个信号单独进行同样的操作。在该高精度化装置212A中，根据由定时控制装置243所提供的选择信号，来选择输出高定时精度的相关符号。
下面对最大相关值推移为S1、S2、……、S6、S7的情况进行说明。首先，当最大相关值从S3移到S4时，在高精度化装置212A中指示：对应的最大相关值从复数相关器237B的输出变更为复数相关器2373和237C的相加输出。接着，当最大相关值从S4移到S5时，同样，由高精度化装置212A指示：选择复数相关器237C的放大输出。进而，当最大相关值从S5移到S6时，定时控制装置243向脉冲插入抽去电路245指示脉冲抽去，来进行定时控制以使最大值成为S4。接着，在高精度化装置212A中指示：最大相关值选择复数相关器237B和237C的相加输出。
通过这样的控制，能够一边使用以2倍过取样的定时精度工作的电路一边得到4倍过取样精度的解调特性、同步跟踪特性，而实现低耗电化。在图8中，作为实际问题，在控制中不使用相关值S1、S7，因此，对该部分可以省略。但是，在RAKE接收中，当多个符号解调部的解调定时相邻时，是能够使用同一定时的接收信号来作为用于防止多个解调部同时进行接收的监视器用的部分。虽然在现有例子中没有特别描述，但是，在上述状况下，相关特性不是左右对称的情况很多，在此情况下，当采取DDL构成时，就存在不能得到正确的接收定时的情况，因此，跟踪最大值的该实施例的动作具有能够提供稳定的解调特性的效果。
图9是与图8类似的构成，对应部分使用相同标号来进行表示，但是，不是直接跟踪得到最大值的定时的方案，在把由DLL所产生的同步跟踪构成作为基本构成这点上是不同的。由于能够期待通过使用搜索部的信号搜索结果来在一定程度上防止在DLL中由图8所表示出的问题，因此，图9的构成具有在装置上比图8更简化的效果。
为了进行DLL的动作，从由图27说明的定时E、L的相关运算结果来生成误差信号，可以从定时O的相关值来解调符号。图11表示用于其的控制方法。可以按照提供图11所示的的最大的平均相关功率的定时和定时设定法，来控制定时，以便于进行符号解调、误差信号的生成。所谓在DLL时提供最大的平均相关功率的定时相当于误差信号为最小的定时。
图11的T1、T2、T3、T4是图8的S1、S3、S5、S7的相关定时，M1、M2、M3为各个相关定时的中央点的定时S2、S4、S6。当定时T2的相关功率为最大时，进行表的第一列的控制。即，从高精度化装置输出由定时T2得到的相关值，来作为取样定时O，把生成误差信号的相关功率的定时E、L分别作为定时T1、T3来计算误差信号。
当由得到的误差信号提供最大相关功率的定时从T2变更为M2的需要产生时，进行第二列的控制。即，把取样定时O变更为M2，把生成误差信号的E、L的定时分别变更为M1、M3，而扩展符号发生器238的时钟不变更。在提供最大相关功率的定时从M2变更为T3的需要产生时，成为第三列的控制。即，把取样定时O变更为T3，把误差信号定时E、L分别变更为T2、T4，而扩展符号发生器238的时钟不变更。
当由得到的误差信号提供最大相关功率的定时从T3变更为M3的需要产生时，进行第四列的控制。与图8的实施例时相同，由于不能以T2、M2、T3的定时得到最大相关值，定时控制装置243向脉冲插入抽去电路245发送时钟控制信号(在此为抽去信号)，以使提供最大相关值的定时为M2。在脉冲插入抽去电路245中，根据控制信号来对2倍的时片速度时钟进行脉冲的插入、抽去，由此，进行[1/2]Tc单位的定时控制。该控制在表的第四列中用箭头表示。取样定时O从M3变更为M2。
但是，控制的更新，在例如变更定时的指定时，在由平均化装置241A～241D得到对应于新的定时的平均相关功率之前，保持变更后的定时指定。
根据图8、图9的构成，能够由符号解调部和同步跟踪部共用相关器，并且，扩展符号的定时控制为高的2倍的时片速度，却能以4倍过取样的定时精度来进行同步跟踪、符号解调，而实现了低耗电化。由于同步跟踪部中的高精度化装置对平均相关功率值来动作，与从最初由高精度取样的方式相比，运算量减少，而且，可以以在相关功率的平均中所需要的时间单位来进行用于用于高精度化的运算、控制，若从硬件全体的处理量上看，在高精度化中所需要的运算量的增大较小。
由于图8、图9谋求硬件规模的缩小化、低耗电化，而适用于具有多个这样构成的RAKE接收机。图8、图9揭示了一般的符号解调部和同步跟踪部的构成，但是，该方法能够原封不动地适用于图31或图32的同步跟踪部、符号解调部。下面描述其使用方法。
与图9相对应的部分使用相同的标号的图10表示本发明所涉及的具有由导频信号所产生的同步检波的符号解调部和同步跟踪部的实施例，对应于图31和图32。图32表示了准备一系统供符号解调用，而虽然在图中没有详细表示但准备两系统供误差信号生成用。在该实施例中，准备4系统的相关器来由同步跟踪部和符号解调部共用。延迟电路239A～239C、242A～242C、252A、252B、253用于调整各个定时关系。乘法器254A、254B用于分离识别正交复用的信息符号，由QPSK逆扩展器250B、250C来分别对逆扩展的同相轴接收信号和正交轴接收信号共同乘以Walsh函数。由于高精度误差信号生成装置247处理导频信号的相关功率，作为校正系数为GP，由于高精度化装置255A、255B分别处理符号相关值、导频相关值，则校正系数为GA。
高精度误差信号生成装置247、定时控制装置243的动作与图8、图9所示的相同。按照由定时控制装置243所提供的最大的相关值所得到的定时，由高精度化装置255A选择输出信息符号的被高精度化的相关运算结果，同样，由高精度化装置255B选择输出被高精度化的导频信号的相关运算结果，在加权相位补偿部(Data Scale Phase Rotation)112中，把导频信号作为基准来进行相位补偿和由接收振幅所产生的加权，而输出解调符号。
虽然在图中未表示，但是，输出结果被传导给图31的符号合成部107，如在日本专利公开公报特开平6-14008号中所公开的那样，不进行由FIFO所进行的定时调整，在全解调部的解调符号确定之前，由闩锁电路来保持解调符号，如果由符号合成部107在全解调符号确定的时刻进行合成，就能得到进一步谋求FIFO的规模的降低、低耗电化的效果。
实施例7
图12、图13的构成分别是把图8、图9的构成扩展用于图26的逆调制型同步DLL时的实施例，对应部分使用相同标号来进行表示。即，图12是进行定时控制以使通过定时高精度化装置207A进行了高精度化的7个相关功率的最大值处于中央的3定时内的实施例，图13是从通过高精度误差信号生成装置262进行了高精度化的误差信号来进行定时控制的实施例。由信道推定装置260、对于解调符号的假判定261、逆调制装置258A～258D、逆解调结果来构成DLL这点与图26相同，但是，在下述这点上具有特长：通过使用4系统的相关器237A～237D来求出2倍过取样的定时精度下的相关值的定时高精度化装置207A，来进行高精度化成为4倍过取样的定时精度。
为了使用对定时进行了高精度化的相关值来进行信道推定、假判定，在信道推定装置260、假判定装置261之前设置高精度化装置259A、259B。其结果，由于以高精度的定时来进行信道推定、假解调，则与仅使用2倍过取样的定时精度的相关值无关，而具有能够得到高精度的符号解调特性、同步跟踪特性的效果。即，与用于实现同一精度的现有构成例子相比，具有谋求低耗电化的效果。
在图8至图13中说明了由滑动相关器所产生的同步跟踪部、符号解调部的复合的实施例，但是，由于是定时控制的控制单位[1/2]Tc时片，电路构成是单纯的，由于可以用于构成RAKE接收机的定时管理仅识别放大相关值的情况或者中央点的推定相关值，则控制是比较容易的。在图12、图13中，由于高精度化装置259A、259B、定时高精度化装置207A、262对于全部相关值来动作，则校正系数全部使用GA。
实施例8
图14是本发明的使用数字匹配滤波器的RAKE接收机的一个实施例，对应于图33。与其他的实施例相同，通过使定时相差[1/2]Tc的接收取样以时片单位工作的相关器，来并行地以2倍过取样的定时精度进行相关运算，然后，由连续的高精度化装置232、266来进行高精度化而成为4倍过取样精度。
图14表示：检测多路接收信号的相关功率并进行平均化的部分能够由与图6所示的实施例相同的构成来实现，对应部分使用相同标号来表示。但是，其目的，在图6中是相对于同步捕获或信号搜索，图14是用于RAKE接收的信号强度的决定，因此，平均化部52的参数(循环加法器的加权、循环相加次数等)不同。在图14中，连续的高精度化装置232的输出，在得到下一个循环相加结果之前，为用于存储在移位寄存器267中的RAKE合成的加权系数。
关于符号解调系统，数字匹配滤波器输出首先由相位补偿装置265A、265B进行相位补偿，再进行同步检波，而成为解调符号。虽然相位补偿的方法在图14中没有表示，但是，可以使用例如图26、图32所说明的方法或者一般的数字科斯塔斯环等来实现。同样，在图中没有表示，但是，对于在这些相位补偿的过程中发生的定时延迟等，在相位补偿装置265A、265B中包含定时调整装置，来与连续的高精度化装置输出的定时相一致。接着，由连续的高精度化装置266使用对应于相关值的校正系数，来进行高精度化而成为4倍过取样精度，在每个符号间隔中存储到移位寄存器268中，在各定时下的加权分别与所存储的移位寄存器267分别相乘，由加法器270进行相加，由此，实现RAKE合成。
如上述实施例所示的那样，在使用数字匹配滤波器的情况下，使用2倍过取样精度的相关运算结果，来以4倍过取样精度实现RAKE合成。因此，能够得到实现硬件规模的缩小化、低耗电化的效果，并且，图14和图6能够共有的部分较大，而能够高效率地结合两者，由此，能够谋求小型化、低耗电化。
能够根据延迟剖面特性来限制移位寄存器267、268的段数，而谋求硬件规模的削减。此时，需要控制输入取样定时，来在被限制的移位寄存器内容纳接收取样。作为该控制方法，可以是例如日本专利公开公报特开平4-347944号中所公开的方法。该方法是通过2倍过取样的定时精度的相关运算结果来实现的，但是，通过由本实施例所提供的方法，使用高精度化为4倍精度的相关值，由此，就能构成DLL而根据平均的误差信号来进行控制。
在从实施例1至实施例8中，虽然分别表示了使用滑动相关器时的构成和使用数字匹配滤波器时的构成，但是，用两者混合的构成也能够有效地工作。例如，可以考虑这样的构成：在RAKE接收机中，搜索部使用数字匹配滤波器，符号解调部、同步跟踪部使用滑动相关器，能够使用在该实施例中揭示的方法来进行组合。
虽然在实施例3、实施例8中对于数字匹配滤波器仅表示了匹配滤波器，但是，在使用模拟匹配滤波器的情况下，由于在对相关运算结果进行A/D变换后进行取样的情况下，取样速度受到限制，则在本发明中所揭示的方法是有效的。
在实施例2、6、7中，使用符号解调部的高精度化装置，在选择为中央点的推定值以外时，一直输出被放大的相关运算结果。在由RAKE接收进行加权时，为了统一推定相关值和放大相关值的可靠度以及统一数字处理的位数，这是必要的。
在从实施例1至实施例8中，作为不是直接得到相关值的定时点的推定法，以使用两者的相加结果来仅推定定时中央点的情况为中心进行说明。但是，由于具有各种推定法，能够通过使用它们来容易地推定中央点以外的相关值，即使使用该推定结果来进行符号解调、同步跟踪、同步捕获等，也能得到同等的效果。作为推定的方法，具有例如乃奎斯特插补、埃尔米特插补、二次插补等。乃奎斯特插补是根据乃奎斯特的取样定理的插补。
附图中的标号说明：在图2中204：PN发生器205：延迟[1/2]Tc203：时片速率时钟206：延迟[1/2]Tc212：高精度化装置207：定时高精度化装置208：选择器在图3中212A：高精度化装置在图4中：223A：取样器223B：取样器212/212A：高精度化装置在图5中43：接收机41：相关运算部41A：逆扩展器44：I&QPN发生器225B：[1/2]Tc延迟48：控制器46：平均化装置207：定时高精度化装置226：阈值比较器在图6中52：循环加法器52B：帧存储器232：连续的高精度化装置234：接收通路检测在图8中236：取样器245：脉冲插入抽去电路237A～237D：复数相关器240A～240D：平方和装置241A～241D：平均化装置212A：高精度化装置207A：定时高精度化装置243：定时控制装置在图9中：236：取样器245：脉冲插入抽去电路237A～237D：复数相关器240A～240D：平方和装置241A～241D：平均化装置212A：高精度化装置207A：定时高精度化装置247：高精度误差信号生成装置243：定时控制装置在图10中236：取样器238：扩展符号发生器245：脉冲插入抽去电路256A：累加器250A～250D：QPSK逆扩展器251A～251D：滤波器240A～240D：平方和装置241A～241D：平均化装置255A：高精度化装置112A：加权相位补偿部247：高精度误差信号生成装置243：定时控制装置在图12中：236：取样器245：脉冲插入抽去电路237A～237D：复数相关器257A～257D：延时电路259A、259B：高精度化装置260：信道推定装置261：假判定装置258A～258D：逆调制装置241A～241D：平均化装置207：定时高精度化装置243：定时控制装置在图13中：236：取样器245：脉冲插入抽去电路237A～237D：复数相关器257A～257D：延时电路259A、259B：高精度化装置260：信道推定装置261：假判定装置258A～258D：逆调制装置241A～241D：平均化装置262：高精度误差信号生成装置243：定时控制装置在图14中265A、265B：相位补偿装置50、51：平方和52：循环加法器266：连续的高精度化装置232：连续的高精度化装置在图15中1：数据扩展部2：数据编码器3：扩展部4：扩展符号发生器5：调制部在图16中18：扩频IF接收机19：解调部21：同步跟踪部20：同步捕获部22：数据解码部在图17中26：扩展符号发生器29：时片速率时钟30：取样器31：抽样速率时钟在图18中40：取样器在图21中：43：接收机41：相关运算部41A：逆扩展器44：扩展符号发生器46：平均化装置48：控制器47：阈值比较器在图22中52C：帧存储器在图26中65：QPSK准同步检波器70：相关运算部71：相关运算部72：相关运算部68：同步跟踪部77：延迟电路76：环路滤波器79：载波相位推定器81：符号解调部69：符号解调部在图29中97：时钟发生器99：可编程延迟元件98：数字控制I/F在图30中100：自由振荡时钟101：脉冲插入/抽出电路102：分频器在图31中105：搜索部106：解调部107：符号合成部108：控制部在图32中111：正交符号发生器110A：QPSK逆扩展器114：导频PN符号发生器115：定时调整装置116A：QPSK逆扩展器117：定时控制部110B：滤波器110F：累加器110C：滤波器110G：累加器112：加权相位补偿部在图33中118：延迟线119：加法总线在图35中121：数字匹配滤波器122：时钟123：多路复用器124：绝对值运算电路125：最大绝对值搜索电路126：计数器

Claims (8)

1.一种扩频信号接收方法，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：第一相关运算步骤，进行扩展符号和基带成分的相关运算；第二相关运算步骤，进行使上述扩展符号偏移符号间隔的1/2的扩展符号和基带成分的相关运算；推定步骤，根据上述第一相关运算结果和上述第二相关运算结果，推定两个定时的中央点的相关运算结果；第一和第二加权步骤，对上述第一相关运算结果和上述第二相关运算结果分别进行预定的加权；高精度化步骤，从上述推定步骤、上述第一和第二加权步骤的运算结果来谋求相关定时的高精度化。
2.如权利要求1所述的扩频信号接收方法，对其特征在于，所述高精度化步骤包括最佳定时选择步骤，从上述推定步骤、上述第一和第二加权步骤的运算结果来选择最佳定时的相关运算结果或推定结果。
3.如权利要求1所述的扩频信号接收方法，
其特征在于，还包括：
第一和第二功率计算步骤，分别从上述第一和第二相关运算结果求出各个相关功率；第一和第二平均相关功率计算步骤，分别对上述第一和第二功率计算结果进行平均化操作，求出各自的平均相关功率；所述推定步骤包括平均功率推定步骤，通过把上述第一和第二平均相关功率计算结果相加，来推定两个定时的中央点的平均相关功率；所述第一和第二加权步骤，对上述第一和第二平均相关功率计算结果分别进行预定的加权；所述高精度化步骤包括同步捕获检定步骤，使用上述平均功率推定步骤的计算结果和上述第一和第二加权步骤的计算结果来进行同步捕获检定。
4.如权利要求1所述的扩频信号接收方法，其特征在于，所述第二相关运算步骤包括：第一～第三符号间隔移位步骤，在进行与扩频接收信号的基带成分中假设的扩展符号的相关运算而进行同步跟踪的过程中，使扩展符号分别移位符号间隔的1/2倍、1倍、3/2倍；第一～第三移位相关运算步骤，分别进行由上述第一～第三符号间隔移位步骤分别得到的扩展符号和基带成分的相关运算；第一～第四相关功率计算步骤，从上述第一相关运算步骤、上述第一～第三移位相关运算步骤的相关运算结果来分别求出相关功率；第一～第四平均相关功率计算步骤，对于由上述第一～第四相关功率计算步骤所得到的相关功率，求出分别进行平均化操作的平均相关功率；所述推定步骤包括：第一推定平均相关功率计算步骤，通过把上述第一、第二平均相关功率计算步骤的运算结果相加，来推定两者的中间定时的平均相关功率；第二推定平均相关功率计算步骤，通过把上述第二、第三平均相关功率计算步骤的运算结果相加，来推定两者的中间定时的平均相关功率；第三推定平均功率计算步骤，通过把上述第三、第四平均相关功率计算步骤的运算结果相加，来推定两者的中间定时的平均相关功率；该方法还包括同步跟踪步骤，使用上述第一～第四平均相关功率步骤的运算结果和上述第一～第三推定平均相关功率计算步骤的运算结果来进行同步跟踪。
5.一种扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：扩展符号发生装置，发生扩展符号；延迟装置，使由上述扩展符号发生装置所发生的扩展符号延迟，而输出延迟扩展符号；第一相关运算装置，进行扩展符号和基带成分的相关运算；第二相关运算装置，进行延迟扩展符号和基带成分的相关运算；定时调整装置，调整上述第一、第二相关运算装置的输出定时；定时高精度化装置，从输出定时被调整了的上述第一、第二相关运算结果来求出两者的定时中央点的相关运算结果；选择装置，输出由定时被进行了高精度化的相关值所指定的相关值。
6.一种扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：扩展符号发生装置，发生扩展符号；延迟装置，使由上述扩展符号发生装置所发生的扩展符号延迟，而输出延迟扩展符号；第一相关运算装置，进行扩展符号和基带成分的相关运算；第二相关运算装置，进行延迟扩展符号和基带成分的相关运算；平方和装置，从上述第一、第二相关运算结果分别求出相关功率；平均化装置，分别对上述两个相关功率进行平均化而求出平均相关功率；定时高精度化装置，从上述两个平均相关功率来推定两者的定时中央点的平均相关功率；控制部，一边把上述定时高精度化装置的输出与阈值电平进行比较一边进行同步捕获检定。
7.一种扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：串并变换装置，把以时片速度的两倍所输入的基带成分变换为与上述时片速度相同速度的两个并行信号；第一匹配滤波器，把上述串并变换装置的第一输出信号作为输入，以上述时片速度输出与基带成分的相关值；第二匹配滤波器，把上述串并变换装置的第二输出信号作为输入，以上述时片速度输出与基带成分的相关值；平方和装置，从上述两系统的匹配滤波器输出分别求出相关功率；平均化装置，分别对上述两系统的相关功率进行平均化，而输出平均相关功率；连续的高精度化装置，从上述两系统的平均相关功率，来推定定时中央点的平均相关功率，按时序来输出它们；接收通路检测装置，通过观测上述连续的高精度化装置的电平，来检测接收信号的定时，来进行同步捕获。
8.一种扩频信号接收装置，对于扩频接收信号的基带成分，解调进行与扩展符号相关运算的接收信号，其特征在于，包括：扩展符号发生装置，发生扩展符号；延迟装置，分多级来使由上述扩展符号发生装置所发生的扩展符号被延迟；多个相关运算装置，进行基带成分和扩展符号以及分多级延迟的扩展符号的相关运算；多个平方和装置，从上述相关运算装置的运算结果分别求出相关功率；多个平均化装置，求出分别对上述相关功率进行平均化操作的平均相关功率；定时调整装置，调整上述多个平均功率所得到的定时；定时高精度化装置，使用上述被定时调整了的多个平均相关功率，来推定相关功率所得到的定时中央点的平均相关功率；定时控制装置，从上述进行了高精度化的平均相关功率来进行定时控制；时钟控制装置，根据上述定时控制装置的控制结果来控制扩展符号时钟；定时高精度化装置，从上述多个相关运算结果和由运算结果推定的定时中央点的相关运算推定值中，选择输出最大的相关运算结果。
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