CN1096154C - 用于在多个用户站和一个基站之间的数字信号无线传输的系统 - Google Patents

Abstract

用于在多个用户站和一个基站之间的数字信号无线传输的系统，本发明涉及一个新的CDMA(Code Division Multiple Access，Codemultiplex)系统结构，其相同于一个以直接代码扩展(DS，Direct Sequence)运行的CDMA系统，可是又以多载波方法运行。通过适合地选择扩展代码实现多载波方法的引入，因此，统一了在具有DS和具有MC的CDMA系统中的信号产生，并且本来可以使用已知的具有或不具有分集接收的JD(JiontDetection)多用户探测方法。

Description

用于在多个用户站和一个基站之间的 数字信号无线传输的系统

本发明涉及一个按照权利要求1前序部分所述的系统

在多个无线传输系统中，特别在现代移动通信系统中，由于有限的频率储存，因此必须尽可能有效地利用所分配的频带。此外，必须如此规划无线传输系统，特别是移动形式，即相互的干扰是如此微小，以致这些系统可以同时运行。特别是在移动通信系统中存在二个另外的较大的困难，即一个是多址通信(MA＝Multiple Access)的问题，该问题是由于同时传输多个信号产生的，其中这些信号分别被分配给有效的、并且使用相同的高频载波的用户，另一个是均衡问题，该问题是根据无线信道的频率选择产生的。码分多址方式，也称为CDMA(Code Division Multiple Access)，是一个已知的并且有利的多址通信问题的解决方式。在CDMA无线系统中多个用户在一个公共的高频频带内通过一个时间可变的和频率选择的无线信道发射他们的用户信号。可是在同时产生的信号之间可能出现时间可变的相互干扰，其称作多址通信干扰(MAI，Multiple AccessInterference)，并且可能通过适合的信号分离技术减少该干扰。此外，在CDMA无线系统中，也可能出现在由特殊用户连续传输的数据标识之间的时间可变的标识间干扰(ISI，Intersymbol Interference)。可以通过单个用户探测对在接收器中产生的组合信号求值，或者有益地通过用于多个用户探测的算法分离该组合信号。因为可以放弃用于功率调制和用于软转交(Soft Handover)的复杂方法，这个分离鉴于CDMA系统的实现特别是在陆上的移动通信中是有益的。此外，分集接收(Diversity)，例如通过使用多个接收天线(Antennendiversity)，是有益的，因为以这样的方式可以改善传输质量。具有直接代码扩展(DS，Direct Sequence)、分集接收、和多个用户探测的CDMA系统是已知的。用于多个用户探测的一个有益的并且在DS-CDMA系统中成功使用的方法是所谓的JD(JiontDetection＝Gemeinsame Detektion)方法，该方法例如在由P.Jung、B.Steiner所著的文章：“用于第三代移动通信的具有公共探测的CDMA移动无线系统的提纲”第一和第二部“电信，电子学，SCIENCE，Berlin 45(1995)1、10至14页和2、24至27页中描述。如此的CDMA系统的主要优点是使用频率分集和干扰分集。DS-CDMA系统的缺点是对频率资源的划分和分配有较小的影响。CDMA系统与多个载频方法(MC，Multicarrier)的结合消除了这个缺点。

在正交的频分复用技术(OFDM，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)中多载波传输方法有其根源。在OFDM中，分配给一个特别用户k的载波带宽B_u被划分为具有相同带宽B_s的Q_T个毗邻存在的子载波。因此得出：

        B_U＝Q_T·B_S.

                                                       (1)为了能够叠加对数据标记周期T_s是正交的子载波，选择带宽B_s等于1/T_s。正交的子载波使简单构造的接收机的使用变得简单。下面，以此为出发点，即k个用户在期间T_bu传输N个下底为m的复数数据标识 d _n(k)，n＝1…N。该复数数据标识 d _n ^(k)，n＝1…N由复数组

V＝{ v ₁， v ₂... v _m}， v _μ∈C，μ＝1...m，m∈IN

                                                      (2)得出。该传输是通过具有在等式(1)中给出的带宽B_u的高频载波进行的。在OFDM中

                Q_T＝N

                                                      (3)。此外，分配给每个数据标识 d _n ^(k)一个特别的子载波。因此在前面已提到的期间T_bu内同时传输所有数据标识 d _n ^(k)。因此标识周期T_s在OFDM中等于该期间T_bu。

MC-CDMA信号的能量在频谱方面很好地限制在具有带宽Bu的所分配的高频载波内，这归因于与OFDM的相似关系。因此，邻信道干扰是非常小的。考虑到系统共存，这种事态是有益的。此外MC-CDMA信号的频谱在频带B_u内是相当纯的，关于平衡和探测这是有益的。由每个子载波获得的衰落现象是尽可能地频率无选择的，因为每个子载波B_s的带宽一般比一个移动无线信道的相干带宽B_c窄。与子载波的正交性相结合的频率无选择性在MC-CDMA中允许使用简单的次佳探测器。

因为在OFDM中分配给一个数据标识 d _n ^(k)一个唯一的子载波，所以OFDM有一个低的频率分集能力。与此相反，在MC-CDMA中通过Q个子载波同时传输数据标识 d _n ^(k)，1＜Q≤Q_T，这使完美的频率分集的利用成为可能。如果在分配给特殊的数据标识 d _n ^(k)的Q个子载波之间插入频率间隔，能够轻松建立频率分集特性，这附加地提高了系统的灵活性。例如，分配给其它数据标识 d _n，^(k)，n＇≠n，的子载波允许被分配在前面已提到的Q个子载波之间的频率间隔中。下面不再考虑频率分集技术。而是假设，所有的分配给特殊的数据标识 d _n ^(k)的Q个子载波是相邻的，如果采取预防措施，Q·B_s超过相干带宽B_c，这仍然允许使用频率分集。对于干扰的分集MC-CDMA是有益的，因为K＞1个用户同时有效使用相同的Q个子载波。干扰分集是获得一个高的频谱效率η的主要特征。

具有多载波(MC)的CDMA系统的迄今的系统方案不适合于在移动无线电中普遍使用。具有多载波方法(MC)的CDMA系统的结构迄今仅存在于具有低的时间变化和可以忽略的标识间干扰的环境。用于多用户探测的算法迄今仅被建议并且被检验用于下行线路(从基站到用户站)。对于很少考虑的，因为其是复杂的上行线路(从用户站到基站)来说，迄今仅建议并且检验了常规的单用户探测。分集接收，例如相干的接收天线分集(CRAD＝coherent receiver antenna diversity)，在如此的具有多载波方法的CDMA系统中迄今还没有检验。

在MC-CDMA中，高频频带B_u上全部存在的子载波的数目Q_T与分配给特别的数据标识 d _n ^(k)的子载波的数目Q之间的关系式为：

         Q_T＝Q·N_s                                   (4)。在等式(4)中，N_s表示由一个用户k同时传输的数据标识 d _n ^(k)的数目。因此数据标识的周期为： $T_s=\frac{T_{\mathrm{bu}}}{N}\·N_s----\left(5\right).$ 对于给出的B_u和T_bu，MC-CDMA系统方案依赖于Q和N_s的选择。

Q和N_s的不同选择导致具有特殊标记的可能的MC-CDMA方案。在一个已知可能的MC-CDMA方案中，N_s＝N，这意味着同时传输所有的数据标识d _n ^(k)。此外，在这个已知的方案中，B_s＝B_u/(Q·N)和T_s＝T_bu是适合的。根据一系列的MC-CDMA的检验，通过引入周期T_g＞T_M(T_M＝信道脉冲响应的持续时间)的保护间隔，该已知的方案容易地有利避免了时间可变的标识间干扰。可是，假如T_s＞＞T_g保护间隔的引入仅在一定程度是可以使用。在移动通信通信环境中，信道脉冲响应的持续时间T_M处于几个微秒到几十微秒的数量级，这要求T_s＞100us的时间标识周期。

本发明基于这个任务，即用一个可变的普遍适用于移动通信的具有多载波方法的CDMA系统结构代替固定的具有多载波方法的CDMA系统结构。这个新的系统结构应当允许CDMA(频率分集，干扰分集)特有的优点与多载波方法(频率资源的灵活分配)的优点的结合，并且不仅考虑多址通信干扰(MAI)而且考虑标识间干扰(ISI)。应当明确地考虑分集接收。此外，用通过本发明详细说明的新结构应当使具有DS(Direct Sequence)和具有多载波方法的CDMA系统一致，于是这允许以有利的费用实现灵活的CDMA系统，并且允许在具有DS和具有多载波方法的CDMA系统中信号产生的一致。此外，通过本发明应当提供用于在具有多载波方法和具有分集接收的CDMA系统中应用的多用户探测的适合的算法。该算法应当不仅应用于上行线路，而且应用于下行线路。

在普通类型的系统中通过在权利要求1的特征部分说明的特征解决了该任务。

在按照本发明的CDMA系统中，同时由一个特别用户k传输的数据标识d _n ^(k)的数目总计为1。因此连续传输用户k的所有数据标识 d _n ^(k)。根据等式(4)得出Q_T＝Q，并且每个子载波的带宽B_s比在已知方案中的宽了N倍。在按照本发明的CDMA方法中，数据标识 d _n ^(k)等于T_bu/N。然而在连续传输的数据标识 d _n ^(k)之间的保护间隔不是由于节省的原因采用的。放弃如此的保护间隔虽然引起标识间干扰(ISI)，可是通过按照本发明的新的系统结构完全一样地象多址通信干扰(MAI)一样考虑标识间干扰。

正如在等式(4)和(5)的关系中已说明的，Q和Ns的适合的选择依赖于应用MC-CDMA的环境。例如，各个MC-CDMA系统方案必须处于这种情况，即在快速时间改变的移动通信环境中运行，当接收机和发射机被布置在高速火车，航空器和具有低轨道的卫星中时这种情况出现。相关时间T_k在这样的移动通信环境中可能处于仅几百微秒的数量级。然后一个相干的探测要求重复修改的信道估算步骤，该步骤以已经探测的数据标识

为基础。因此，在等式(5)中的数据标识周期T_s应当比最小的相关时间T_K小的多。特别是T_s应当处于几微秒或者最多几十微秒。可是，如果T_s小，那么Q_T和N_s同样必须是小的。因为已知的MC-CDMA系统方案要求一个相当大的T_s，该方案对于在移动无线通信中的使用是不利的。关于T_s，按照本发明的系统的方案满足了前面以提到的必要条件。

在从属权利要求中给出了按照本发明的系统的适当的改进和可能的结构形式以及有利的应用范围。

下面根据附图详细说明本发明。在此用小写粗体字母表示矢量，用大写粗体字母表示矩阵。复数值加下划线。标识(·)^*，(·)^T，‖‖和E{·}表示复数共轭，复数转换，矢量准则的构成或者期望值的构成。

图指出了具有相干的接收天线分集的一个移动无线通信系统的上行线路的方框图。通过本发明产生的具有多载波方法(MC)的CDMA系统结构与具有DS(Direct sequence)的CDMA系统的结构相同。在根据图的方框图中，K个移动用户M₁…M_K在具有带宽Bu的相同的高频载波上是同时有效。每个移动用户M₁…M_K有一个唯一的发射天线A₁…A_K。在一个基站JD接收机BS的K_a个接收天线E1…E_Ka上接收发出的信号。因此，通过具有时间可变的复数脉冲响应 ${\underset{\‾}{h}}^{(k,k_a)}(\mathrm{\τ},t),k=1...K,k_a=1...K_a,K,K_a\∈\mathrm{IN}---\left(6\right)$ 的K·K_a个不同的无线信道进行K个用户信号的传输。在表达式(6)中，脉冲响应 h ^(k，ka)(τ，t)一方面涉及用户K与接收天线E_ka的通信，另一方面涉及与基站BS的通信。在表达式(6)中τ表示为与根据多路接收传输的信号的时间延长有关的、也就是说与失真有关的延迟参数，t表示为与无线信道的时间改变有关的实际时间。

下面说明分配给一个移动用户k，k＝1…K，的MC-CDMA信号的产生。MC-CDMA信号的下面的数学表达式不仅是以后将说明的离散时间的模拟表达的基础，而且也是同样以后将说明的具有接收天线分集的特别的多用户探测(JD＝Jiont Detection)的基础。正如已经阐明的，每个用户k最后发出有限的数据序列 ${\underset{\‾}{d}}^{\left(k\right)}={({\underset{\‾}{d}}_1^{\left(k\right)},{\underset{\‾}{d}}_2^{\left(k\right)}\·\·\·\·{\underset{\‾}{d}}_N^{\left(k\right)})}^T,{\underset{\‾}{d}}_n^{\left(k\right)}\∈\underset{\‾}{V},\underset{\‾}{V}\⋐C,k=1...K,n=1...N,$

                K，N∈IN            (7)每个数据序列 d _n ^(k)包括N个具有数据标识周期T_s的以m为下底的复数数据标识 d _n ^(k)。该数据标识 d _n ^(k)从一个有限的按照表达式(2)的复数组 V得出。

在使用带宽B_s＝B_u/Q＝1/T_s的Q_T＝Q个子载波的情况下进行传输。以q，q＝1…Q给Q个子载波编号。每个子载波q有一个唯一的中心频率f_q，q＝1…Q，该中心频率根据 $f_q=\frac{q-1}{T_s},q=1...Q---\left(8\right)$ 选择。根据关系式(8)带宽1/T_s的第一个子载波有中心频率f₁＝0，带宽1/T_s的第二个子载波有中心频率f₂＝1/T_s，带宽1/T_s的第一个子载波有中心频率f₃＝2/T_s，等等。

从关系式(8)中得出，具有带宽B_u的高频载波的中心频率是 $f_c=\frac{Q-1}{2\·T_s}\≠0---\left(9\right)$ 在等效的低通范围内，其在下面的计算中是要考虑的，高频载波的中心频率f_c也不等于零。

通过等式(8)给出的子载波q的中心频率f_q，该子载波通过加权的复数正弦曲线(1/Q^1/2)exp{j2πf_qt}表明，在数据标识周期T_s内引起一个等于2·π·(q-1)的相位差。在(1/Q^1/2)exp{j2πf_qt}中的系数(1/Q^1/2)需要用于能量标准化。为了允许在带宽B_u的相同的载波上k个同时传输的用户信号的共存，通过使用特殊使用的符号序列 ${\underset{\‾}{c}}^{\left(k\right)}={({\underset{\‾}{c}}_1^{\left(k\right)},{\underset{\‾}{c}}_2^{\left(k\right)}\·\·\·{\underset{\‾}{c}}_q^{\left(k\right)})}^T,{\underset{\‾}{c}}_q^{\left(k\right)}\∈{\underset{\‾}{V}}_c\⋐C,k=1...K,q=1...Q,$

                            K，Q∈IN.             (10)通过带宽B_s＝1/T_s的所有Q个子载波展开一个用户k的每个数据标识d _n ^(k)，n＝1…N。等式(10)的以

为下底的复数符号元 c _q ^(k)称为芯片。该芯片 c _q ^(k)由复数组

V _c＝{ v _c，1， v _c，2... V _c，m}， v _c，μ∈C，μ＝1... m， m∈IN     (11)得出。把每个芯片 c _q ^(k)，q＝1…Q分配给一个特别的子载波q。这意味着，芯片 c ₁ ^(k)分配给子载波1，芯片 c ₂ ^(k)分配给子载波2，芯片 c ₃ ^(k)分配给子载波3，等等。与按照关系式(8)的f_q一起，通过 ${\underset{\‾}{c}}^{\left(k\right)}(t;{\underset{\‾}{c}}^{\left(k\right)})=\mathrm{rect}\{\frac{t}{T_s}-\frac{1}{2}\}\·\frac{1}{\sqrt{Q}}\·\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{c}}_q^{\left(k\right)}\·\exp \left\{j2\mathrm{\π}{f}_{q}t\right\}---\left(12\right)$ 的延迟表达式 c ^(k)(t-[n-1]T_s； c ^(k))给出数据标识 d _n ^(k)的展开调制。因此展开调制的基础是一个脉冲 c ^(k)(t； c ^(k))。这个脉冲 c ^(k)(t； c ^(k))的形状依赖于Q个在关系式(8)中给出的中心频率f_q的选择和依赖于按照等式(10)的用户特殊的符号序列 c ^(k)。根据等式(12)，脉冲 c ^(k)(t； c ^(k))的持续时间是T_s，并且通过叠加复数正弦曲线(1/Q^1/2)exp{j27πf_qt}，q＝1…Q，给出该脉冲，其中复数正弦曲线用按照等式(10)的芯片 c _q ^(k)加权。因为根据等式(8)选择这个子载波的中心频率f_q，所以该子载波关于时间周期T_s是正交的。

一个用户k，k＝1…K，发出一个调制的用户信号，该调制信号在等效的低通范围内通过 ${\underset{\‾}{d}}^{\left(k\right)}\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{d}}_n^{\left(k\right)}\·{\underset{\‾}{c}}^{\left(k\right)}(t-[n-1]T_s;{\underset{\‾}{c}}^{\left(k\right)})---\left(13\right)$ 给出。 d ^(k)(t)的产生是通过线性调制实现的，参见等式(13)。因此已调制的用户信号 d ^(k)(t)是用延迟和加权的在等式(13)中介绍的脉冲答复c ^(k)(t； c ^(k))说明的。在等式(13)中描述的已调制的用户信号 d ^(k)(t)的产生与在JD-CDMA(Jiont-Detection-CDMA)中用户信号的产生是相同的。

在等式(13)中说明的已调制信号 d ^(k)(t)的K_a个答复在基站BS的K_a个接收天线E₁...E_Ka上接收。通过具有符号等式(6)的脉冲响应h ^(k，Ka)(τ，t)，k为固定的，k_a＝1…K_a的无线信道影响K_a个答复中的每一个。在每个接收天线E_Ka上同时存在K个接收信号，这些信号来自K个用户。K个接收信号线性叠加并形成一个信号混合。在一个另外的天线E_K′a≠E_Ka上，K个来自K个用户的接收信号不同于在接收天线E_Ka上接收的信号。因此，可以由基站BS处理Ka个不同的信号混合，其各自被分配给一个不同的接收天线。Ka个不同的信号混合的合适处理与在具有一个唯一接收天线的接收机中的实施方法相比使实施方法的改善容易了。该实施方法的改善在一个给出的误码率P_b的情况下使信杂比降低。通过K_a个信号混合的处理，基站BS的接收机确定通过等式(7)定义数据标识序列 d ^(k)的估算值 ${\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}^{\left(k\right)}={({\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_1^{\left(k\right)},{\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_2^{\left(k\right)}...{\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_N^{\left(k\right)})}^T,{\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_n^{\left(k\right)}\∈\underset{\‾}{V},\underset{\‾}{V}\⋐C,k=1...K,n=1...N,$

                   K，N∈IN.        (14)

根据一个离散时间的样式说明进行按照本发明的系统方案的进一步解释。

必须在频带上限制在K_a个接收天线E₁…E_Ka上存在的Ka个信号混合中的每一个，因此使一个数字信号处理成为可能。对用于频带限制的滤波器的输出信号以Q/T_s的速率进行取样，该速率在JD-CDMA中按照芯片速率1/T_c＝Q/T_s。

在等式(12)中介绍的线性的MC-CDMA展开调制是通过以速率1/Ts取得的 c ^(k)(t； c ^(k))的取样值形成的。通过该取样产生的取样值 ξ _q ^(K)，q＝1…Q，形成K个矢量 ${\underset{\‾}{\mathrm{\ζ}}}^{\left(k\right)}={({\underset{\‾}{\mathrm{\ζ}}}_1^{\left(k\right)},{\underset{\‾}{\mathrm{\ζ}}}_2^{\left(k\right)}\·\·\·{\underset{\‾}{\mathrm{\ζ}}}_q^{\left(k\right)})}^T,{\underset{\‾}{\mathrm{\ζ}}}_q^{\left(k\right)}\∈C,k=1...K,q=1...Q,$

                        K，Q∈IN.

                                                 (15)。与离散傅立叶反变换(IDFT)的矩阵一起 $\underset{\‾}{D}=\left({\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}\right),{\underset{\‾}{d}}_{\mathrm{\α},\mathrm{\β}}=\frac{1}{\sqrt{Q}}\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π}}{Q}(\mathrm{\α}-1)(\mathrm{\β}-1)\right\},\mathrm{\α},\mathrm{\β}=1...Q---\left(16\right)$ 通过

             ξ ^(k)＝ D C ^(k).                        (17)给出按照等式(15)的 ξ ^(k)和按照等式(10)的 c ^(k)之间的关系。

矩阵(17)包括Q个列矢量 ${\underset{\‾}{\mathrm{\δ}}}^{\left(q\right)}={({{\underset{\‾}{\mathrm{\δ}}}_1}^{\left(q\right)},{{\underset{\‾}{\mathrm{\δ}}}_2}^{\left(q\right)}\·\·\·{{\underset{\‾}{\mathrm{\δ}}}_Q}^{\left(q\right)})}^T,{{\underset{\‾}{\mathrm{\δ}}}_{\mathrm{\α}}}^{\left(q\right)}=\frac{1}{\sqrt{Q}}\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π}}{Q}(\mathrm{\α}-1)(q-1)\right\},$

                           α＝1...Q.            (18)。

因此得出

D＝( δ ⁽¹⁾， δ ⁽²⁾... δ ^(Q)).                       (19)。从函数(19)和(17)中得出

ξ ^(k)＝( C ₁ ^(k) δ ⁽¹⁾+ C ₂ ^(k) δ ⁽²⁾+...+ C _Q ^(k) δ ^(Q)).   (20)。

在考虑这个事实，即每个芯片 c _q ^(k)被分配给一个特别的子载波q，则等式(17)的下面的解释是简单的。矩阵 D的列 δ ^(q)，q＝1…Q，表示Q个子载波。矩阵 D的行形成在数据标识周期T_s内的Q个时刻，其中在该数据标识周期内获得取样值。因此，等式(17)的结果是具有元素 ξ _q ^(k)的矢量 ξ ^(k)，该元素是从芯片 c _q ^(k)的一个线性组合中得出的。矢量 ξ ^(k)，k＝1…K，可以认为是用户特殊的展开序列。因此，JD-CDMA和按照本发明的MC-CDMA系统之间的唯一区别在于用户特殊的展开序列的选择。在JD-CDMA中代码序列 c ^(k)用作用户特殊的展开序列，并且在按照本发明MC-CDMA中使用了从代码序列 C ^(k)中获得的按照等式(17)的矢量 ξ ^(k)。因此，等式(17)表示JD-CDMA和根据本发明形成的MC-CDMA系统方案之间的结合。

在按照本发明的MC-CDMA中，在数据标识周期T_s内移动通信信道的时间改变是可以忽略的。因此为了有助于理解，下面不再明确地说明信道脉冲响应的时间关系。K·K_a个移动通信信道具有信道脉冲响应 ${\underset{\‾}{h}}^{(k,k_a)}={({\underset{\‾}{h}}_1^{(k,k_a)},{\underset{\‾}{h}}_2^{(k,k_a)}\·\·\·{\underset{\‾}{h}}_w^{(k,k_a)})}^T,---\left(21\right).$ ${\underset{\‾}{h}}_w^{(k,k_a)}\∈C,k=1...K,k_a=1...K_a,w=1...W,K,K_a,W\∉\mathrm{IN}$

等式(21)的每个信道脉冲响应 h ^(k，ka)包括W个复数取样值 h _w ^(k，ka)。在上行线路中，该上行线路在离散时间内工作，在MC-CDMA中，通过具有组合的信道脉冲响应 ${\underset{\‾}{b}}^{(k,k_a)}={({\underset{\‾}{b}}_1^{(k,k_a)},{\underset{\‾}{b}}_2^{(k,k_a)}\·\·\·{\underset{\‾}{b}}_{Q+W-1}^{(k,k_a)})}^T={\underset{\‾}{h}}^{(k,k_a)}*{\underset{\‾}{\mathrm{\ζ}}}^{\left(k\right)},$ $h^{(k,k_a)}\∈C,k=1...K,k_a=1...K_a,1=1...Q+W-1---\left(22\right)$ $K,K_a,Q,W\∉\mathrm{IN},$ 的K·Ka个离散时间信道传输在等式(7)中说明的数据标识序列 d ^(k)，该信道脉冲响应包括在等式(21)描述的信道脉冲响应 h ^(k，ka)的离散时间折叠，信道脉冲响应 h ^(k，ka)具有在等式(16)中定义的用户特殊的展开序列ξ ^(k)。对于W＞1出现标识间干扰，对于W＞1和/或对于非正交的符号序列 c ^(k)出现多址通信干扰。根据等式(22)，具有组合的信道脉冲响应 b ^(k，ka)，k＝1…K，k_a＝1…K_a的离散时间信道被称为(Q+W-1)个路径信道。下面假设，在等式(22)中描述的组合信道脉冲响应 b ^(k，ka)在接收机中是已知的，在使用一个完美的信道评估时这是可以保证的。下面不考虑信道评估，因为信道评估错误对数据探测的影响在检测不同数据探测的能力时是不利的。

通过(N·Q＝W-1)长的接收序列 e ^(ka)描述在一个接收天线E_ka上各自存在的信号混合。该序列 e ^(ka)包括在等式(7)中描述的数据标识序列 d ^(k)，其通过前面已提到的附加的不变的干扰序列 ${\underset{\‾}{n}}^{\left(k_a\right)}={({\underset{\‾}{n}}_1^{\left(k_a\right)},{\underset{\‾}{n}}_2^{\left(k_a\right)}\·\·\·{\underset{\‾}{n}}_{N\·Q+W-1}^{\left(k_a\right)})}^T,---\left(23\right)$ ${\underset{\‾}{n}}_n^{\left(k_a\right)}\∈C,k_a=1...K_a,n=1...N\·Q+W-1,K_a,N,Q,W\∉\mathrm{IN}$ 其具有共轭矩阵 ${\underset{\‾}{R}}_n^{\left(k_a\right)}=E\left\{{\underset{\‾}{n}}^{\left(k_a\right)}{\underset{\‾}{n}}^{\left(k_a\right)\·T}\right\},k_a=1...K_a,K_a\∈\mathrm{IN}---\left(24\right)$ 被干扰。

在引入数据矢量

d＝( d ^(1)T， d ^(2)T... d ^(k)T)^T＝( d ₁， d ₂... d _K·N)^T，K，N∈IN，    (25)后，该数据矢量具有 ${\underset{\‾}{d}}_{N-(k-1)+n}\stackrel{d\·f}{=}{\underset{\‾}{d}}_n^{\left(k\right)},k=1...K,n=1...N,K,N\∈\mathrm{IN},---\left(26\right)$ 并且在定义(N·Q＝W-1)×K·N矩阵 ${\underset{\‾}{A}}^{\left(k_A\right)}=\left({\underset{\‾}{A}}_{\mathrm{ij}}^{\left(k_a\right)}\right),_{j=1...K\·N}^{i=1...N\·Q+W-1}---\left(27a\right)$

后能够通过 ${\underset{\‾}{e}}^{\left(k_a\right)}={({\underset{\‾}{e}}_1^{\left(k_a\right)},{\underset{\‾}{e}}_2^{\left(k_a\right)}\·\·\·{\underset{\‾}{e}}_{N\·Q+W-1}^{\left(k_a\right)})}^T={\underset{\‾}{A}}^{\left(k_a\right)}\underset{\‾}{d}+{\underset{\‾}{n}}^{\left(k_a\right)}---\left(28\right)$ 描述接收的序列。为了更容易理解等式(28)，应当另外详细说明矩阵A。根据等式(27a)矩阵 A有以下的形式：

${\underset{\‾}{A}}^{\left(k_a\right)}=({\underset{\‾}{A}}^{(1,k_a)},{\underset{\‾}{A}}^{(2,k_a)}\·\·\·{\underset{\‾}{A}}^{(k,k_a)}).---\left(29b\right).$

矩阵 A ^(ka)包括K组，这些组包括N列。每一组可以被认为一个(N·Q+W-1)×N的分矩阵 A ^(k，ka)。对于个分矩阵 A ^(1，ka)被分配给用户1，接下来的分矩阵A ^(2，ka)属于用户2的传输，等等。在每个分矩阵 A ^(k，ka)的范围内，考虑N个数据标识 d _n ^(k)的连续传输。分矩阵 A ^(k，ka)的第一列始终模仿 d ₁ ^(k)的传输，第二列涉及 d ₂ ^(k)的传输，等等。通过等式(22)的组合的信道脉冲响应 b ^(k，ka)的长度W给出每列的非负元素的数字。因为一个新的数据标识 d _n ^(k)传输所有的Q个芯片，所以对于一个给出的w，在分矩阵 A ^(k，ka)的相邻列之间 b _W ^(k，ka)的补偿总计为Q行。通过在相邻列中、除了在分矩阵 A ^(k，ka)的同一行中的非零元素模仿标识间干扰的作用。在矩阵 A ^(ka)内的分矩阵 A ^(k，ka)的布置考虑了K个用户信号的同时接收，因此存在多路通信干扰。

以已说明的论述为出发点，现在开始对K_a个接收天线E₁…E_Ka的情况进行标准的数学描述。首先如下定义组合的K_a·(N·Q+w-1)×K·N的矩阵 A： $\underset{\‾}{A}=\left(A_{i,j}\right)={({\underset{\‾}{A}}^{\left(1\right)T},{\underset{\‾}{A}}^{\left(2\right)T}\·\·\·{\underset{\‾}{A}}^{\left(k_a\right)T})}^T,K_a\∈N.---\left(30\right).$

矩阵 A包括所有等式(22)的K·K_a个组合的信道脉冲响应 b ^(k，ka)。正如前面已提到的，在等式(23)中定义的干扰序列 n ^(ka)，k_a＝1…K_a，出现在K_a个接收天线E₁…E_Ka的每一个上。通过组合的干扰矢量 $\underset{\‾}{n}={({\underset{\‾}{n}}^{\left(1\right)T},{\underset{\‾}{n}}^{\left(2\right)T}\·\·\·{\underset{\‾}{n}}^{\left(k_a\right)T})}^T={({\underset{\‾}{n}}_1,{\underset{\‾}{n}}_2\·\·\·{\underset{\‾}{n}}_{k_a\·(N\·Q+W-1)})}^T,K_a,N,Q,W\∈\mathrm{IN},---\left(31\right)$ 描述K_a个不同的干扰序列，其中应用了 ${\underset{\‾}{n}}_{(N\·Q+W-1)-(k_a-1)+n}\stackrel{d\·f}{=}{\underset{\‾}{n}}_n^{\left(k_a\right)},k_a=1...k_a,n=1...N\·Q+W-1$

             K_a，N，Q，W∈IN                      (32)。通过下面的共轭矩阵 ${\underset{\‾}{R}}_n^{\left(i\right)\left(j\right)}=E\left\{{\underset{\‾}{n}}^{\left(i\right)}{\underset{\‾}{n}}^{\left(j\right)\·T}\right\},i,j=1...K_a,K_a\∈\mathrm{IN}.---\left(33b\right)$ 说明在等式(31)中定义的 n的统计特征。以在等式(25)中引入的组合实际序列 d，以按照等式(30)的组合信道矩阵 A并且以在等式(31)中列举的组合干扰序列 n得出组合接收信号矢量 $\underset{\‾}{e}={({\underset{\‾}{e}}^{\left(1\right)T},{\underset{\‾}{e}}^{\left(2\right)T}\·\·\·{\underset{\‾}{e}}^{\left(K_a\right)T})}^T={({\underset{\‾}{e}}_1,{\underset{\‾}{e}}_2\·\·\·{\underset{\‾}{e}}_{K_a\·(N\·Q+W-1)})}^T=\underset{\‾}{A}\underset{\‾}{d}+\underset{\‾}{n},$

             K_a，N，Q，W∈IN，                    (34)，其中 ${\underset{\‾}{e}}_{(N\·Q+W-1)-(k_a-1)+n}\stackrel{d\·f}{=}{\underset{\‾}{e}}_n^{\left(k_a\right)},k_a=1...k_a,n=1...N\·Q+W-1$

             K_a，N，Q，W∈IN.                     (35)。为了确定通过等式(14)定义的估算值

，于是在一个数据探测中处理按照等式(34)的接收信号矢量 e。

一个多用户探测(JD＝Jiont detection)，特别与正交的接收天线分集结合，对于MC-CDMA通信系统的上行线路迄今还一直没有实现检验。下面提出用于多用户探测，也用于结合接收天线分集的适合技术。因为最佳的JD技术是非常复杂并且昂贵的，所以仅仅论述次佳的方法。论述四个次佳的，基于线性的补偿或者基于优选的反馈补偿的JD技术，该技术也可以与正交的接收天线分集一起使用，即：

-所谓的线性零级闭塞补偿器(ZF-BLE＝Zero Forcing BlockLinear Equalizer)，也适合于正交的接收天线分集，

-所谓的最小误差二乘法闭塞补偿器(MMSE-BLE＝Minimum MeanSquare Error Block Linear Equalizer)，也适合于正交的接收天线分集，

-所谓的具有量化反馈的零级闭塞补偿器(ZF-BDFE＝Zero ForcingBlock Decision Feedback Equalizer)，也适合于正交的接收天线分集，和

-所谓的具有量化反馈的最小误差二乘法闭塞补偿器(MMSE-BDFE＝Minimum Mean Square Error Block Decision Feedback Equalizer)，同样适合于正交的接收天线分集。

所有的四个已论述的JD技术包括一个非相关的信号匹配滤波器。

下面假设，在实施数据探测前，通过等式(34)定义的接收信号矢量e在接收机中是已知的。通过一组等式 $\underset{\‾}{S}\underset{\‾}{\overset{^}{d}}$ $=$ $\underset{\‾}{M}\underset{\‾}{e}---\left(36\right)$ 说明在按照本发明的MC-CDMA系统中使用的JD技术的基本方案，其中

               S＝( S _i，j)，  i，j＝1…K·N，              (37)是一个具有K·N行和K·N列的二次矩阵，

               M＝( M _i,j)，i＝1...K·N，j＝1...N·Q+W-1， (38)是一个K·N×Ka·(N·Q＝W-1)的评估矩阵和 $\underset{\‾}{\overset{^}{d}}={({\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_1,{\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_2\·\·\·{\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_{K\·N})}^T---\left(39\right)$ 是在等式(25)中定义的数据矢量 d的估算值。矩阵 M和 S的选择确定多用户探测(JD)的各自的技术。下面推导在ZF-BLE，ZF-BDFE，MMSE-BLE和MMSE-BDFE的情况中矩阵 M和 S的表示，其中每一种情况分别适合于正交的接收天线分集。在按照等式(39)的估算值

中估算的数据标识 d或者是值连续的(用 表示并且包含在 中)或者是值离散的(用d _q，n表示并且包含在

中)。必须量化值连续的估算值 d _c，n，因此得出期望的值离散的估算值

此外假设， ${({\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}^{\left(1\right)T},{\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}^{\left(2\right)T}\·\·\·{\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}^{\left(H\right)T})}^T$ 始终与值离散的估算值 d _q相同。

下面假设传输具有等于零的E{ d _n ^(k)}的数据标识 d _n ^(k)。通过使用适合于正交的接收天线分集的一个特殊的JD技术可以实现的这个实施依赖于在适合正交的技术天线分集的JD设备的输出端上的信杂比γ(k，n)。该信杂比γ(k，n)规定用于每个由用户k传输的数据标识 d _n ^(k)。得出：

下面介绍一个非相关的信号匹配滤波器(dekorrelierend MatchedFilter)，其适合于使用正交的接收天线分集。它的工作方式要求，按照等式(30)的 A，按照等式(33a)的 R _n和按照等式(34)的 e在接收机上是已知的。用表明一个仅包括矩阵 X的数字元素的数字矩阵的矩阵Diag＜ X _i，j＞，并且以所谓的Cholesky分解 ${\underset{\‾}{R}}_n^{-1}={\underset{\‾}{L}}^{*T}\underset{\‾}{L},----\left(41\right)$ 其中 L是一个上面的三角矩阵

L＝( L _i，j)， L _i，j＝0i＞j，i，j＝1...K_a·(N·Q+W-1)    (42)，通过 ${\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_c={\underset{\‾}{A}}^{\·T}{\underset{\‾}{R}}_n^{-1}\underset{\‾}{e}$

             ＝( L A)^*T L e                             (43a)

给出适合于正交的接收天线分解的非相关的信号匹配滤波器的值连续的输出信号。

在等式组(43a)至(43c)中，[ X]_i，j表示位于矩阵 X的第i行和第j列的元素。根据等式组(43a)至(45c)，估算值 d _c不仅包含标识间干扰和多址通信干扰，而且也包含一个分配给已滤除的杂音的干扰项。从等式(43b)中得出， S是K·N×K·N的单位矩阵I，并且通过

描述评估矩阵 M。运算符 L e非相互关联，也就是说事先使噪音成为白色。因此， L是一个白噪声前置滤波器或者非相关滤波器。信号 L e被供给滤波器( L A)^*T，该滤波器匹配于K·K_a个离散时间信道与等式(22)的组合信道脉冲响应 b ^(k，ka)和非相关滤波器 L联接。L与( L A)^*T的联接是一个非相关的信号匹配滤波器。

为了简便起见，说明埃尔米特矩阵

            E＝ A ^*T R _n ^-1 A＝( L A)^*T L A                         (45)在假设数据标识 d _n ^(k)是具有共轭矩阵

            R _d＝E{ d d ^*T}                                   (46)的一个不变的过程的取样值的情况下，通过 $\mathrm{\γ}(k,n)=\frac{E\left\{{\left|{\underset{\‾}{d}}_n^{\left(k\right)}\right|}^2\right\}\·{\left({\left[\underset{\‾}{E}\right]}_{v,v}\right)}^2}{{\left[\underset{\‾}{E}{\underset{\‾}{R}}_d\underset{\‾}{E}\right]}_{v,v}+(1-2\mathrm{Re}\{{\left[\underset{\‾}{E}{\underset{\‾}{R}}_d\right]}_{v,v}\left\}\right)\·{\left[\underset{\‾}{E}\right]}_{v,v}+E\left\{{\left|{\underset{\‾}{d}}_n^{\left(k\right)}\right|}^2\right\}\·{\left({\left[\underset{\‾}{E}\right]}_{v,v}\right)}^2}$

           v＝N·(k-1)+n，k＝1...K，n＝1...N.           (47)给出在滤波器输出端上的信杂比γ(k，n)，该滤波器是在等式(40)中阐明的非相关的匹配滤波器。

通过方差σ²的附加的白色高斯噪声和通过不相关数据标识形成一个重要的特殊情况，也就是说共轭矩阵 R _d等于K·N×K·N的单元矩阵I。在这个特殊情况中评估矩阵 M得到 $\underset{\‾}{M}=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}{\underset{\‾}{A}}^{*T}.---\left(48\right).$ 根据等式(48)，适合于正交接收天线分集的非相关的匹配滤波器包括K_a个分配给K_a个接收天线E₁…E_Ka的信号匹配滤波器。此外，等式(47)简化为 $\mathrm{\γ}(k,n)=\frac{{\left({\left[{\underset{\‾}{A}}^{*T}\right]}_{v,v}\right)}^2}{{\left[{\underset{\‾}{A}}^{*T}\underset{\‾}{A}{\underset{\‾}{A}}^{*T}\underset{\‾}{A}\right]}_{v,v}+{\mathrm{\σ}}^2\·{\left[{\underset{\‾}{A}}^{*T}\underset{\‾}{A}\right]}_{v,v}-{\left({\left[{\underset{\‾}{A}}^{*T}\underset{\‾}{A}\right]}_{v,v}\right)}^2},---\left(49\right)$

        v＝N·(k-1)+n，  k＝1…K，n＝1…N.如果既不存在标识间干扰也不存在多址天线干扰，则在等式(47)这说明的信杂比γ(k，n)是最高的。在这种情况中，等式(47)简化为 $\mathrm{\γ}(k,n)=E\left\{{\left|{\underset{\‾}{d}}_n^{\left(k\right)}\right|}^2\right\}\·{\left[\underset{\‾}{E}\right]}_{N\·(k-1)+n,N\·(k-1)+n},k=1...K,n=1...N.---\left(50\right)$ 在前面已提到的附加白色高斯噪声和不相关的数据标识的特别情况中，等式(50)变为 $\mathrm{\γ}(k,n)=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}{\left[{\underset{\‾}{A}}^{*T}\underset{\‾}{A}\right]}_{N\·(k-1)+n,N\·(k-1)+n}=\underset{k_a=1}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|\right|{\underset{\‾}{b}}^{(k,k_a)}\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}.---\left(51\right).$

根据等式(51)，在适合于正交的接收天线分集的非相关的信号匹配滤波器的输出端上的信杂比是在Ka个分配给Ka个接收天线E₁…E_Ka的信号匹配滤波器的输出端上的信杂比的总和。

所谓的适合于正交接收天线分集的线性零级闭塞补偿器(ZF-BLE)以高斯-马尔可夫估算为基础。ZF-BLE补偿最小为二次形式 $Q\left({\underset{\‾}{d}}_c\right)={(\underset{\‾}{e}-\underset{\‾}{A}{\underset{\‾}{d}}_c)}^{*T}{\underset{\‾}{R}}_n^{-1}(\underset{\‾}{e}-\underset{\‾}{A}{\underset{\‾}{d}}_c),---\left(52\right)$ 其中， d _c是一个具有值连续的元素 d _c，n，n＝1…K·N，的数据矢量。Q( d _c)的最小值被分配给数据矢量 d的值连续的和期望真实的估算值，

该数据矢量 d在等式(25)中说明。根据等式(53)估算值 d _c没有标识间干扰和多址通信干扰，可是仍然包括一个说明已滤除的噪音的干扰项。

从等式(53)得出， S是K·N×K·N的单元矩阵I，并且估算矩阵 M可能表明是 $\underset{\‾}{M}={\left({\underset{\‾}{A}}^{*T}{\underset{\‾}{R}}_n^{-1}\underset{\‾}{A}\right)}^{-1}{\underset{\‾}{A}}^{*T}{\underset{\‾}{R}}_n^{-1}.---\left(54\right).$ 估算矩阵 M可能还进一步改进。以Cholesky分解 ${\underset{\‾}{A}}^{*T}{\underset{\‾}{R}}_n^{-1}\underset{\‾}{A}={\underset{\‾}{H}}^{*T}{\mathrm{\Σ}}^2\underset{\‾}{H},---\left(55\right),$ 其中 H是一个上面的三角矩阵，∑是一个对角矩阵

H＝( H _i，j)， H _i，j＝0i＞j， H _i，i＝1i，i，j＝1...K·N    (56a)

 ∑＝Diag<σ_i，j>，σ_i，j∈IR，i＝1...K·N，        (56b)，等式(54)可能表明是：

正如前面已提到的，线性零级闭塞补偿器(ZF-BLE)包括一个非相关的信号匹配滤波器，其应用于按照等式(34)的接收信号矢量 e。非相关的信号匹配滤波器的输出信号被馈入白噪声滤波器(H^*T∑)^-1。滤波器 L，( L A)^*T和(H^*T∑)^-1的组合应当称为非相关的白噪声信号匹配滤波器。在该组合滤波器的输出端上可能使用一个最大可能序列估算器(MLSE)。可是一个如此的最大可能序列估算器(MLSE)的费用是相当高的。因此，使用线性的标识间干扰消除器和多址通信干扰消除器(Canceller)，正如通过表达式(∑ H)^-1说明的，是有益的。

与通过等式(45)定义的矩阵 E一起，通过 $\mathrm{\&gamma;}(k,n)=\frac{E{\left\{{\left|{\underset{\&OverBar;}{d}}_n^{\left(k\right)}\right|}^2\right\}}^2}{{\left[{\underset{\&OverBar;}{E}}^{-1}\right]}_{N\&CenterDot;(k-1)+n,N\&CenterDot;(k-1)+n}},k=1...K,n=1...N,K,N\&Element;\mathrm{IN},---\left(58\right)$ 可以说明在线性零级闭塞补偿器(ZF-BLE)的输出端上的信杂比γ(k，n)，该表达式一般比在非相关的信号匹配滤波器的输出端上的按照等式(50)的γ(k，n)小。可是，如果标识间干扰和多址通信干扰是相当多的，则线性的零级闭塞补偿器(ZF-BLE)比非相关的信号匹配滤波器处理的更好。

在前面已提到的附加白色高斯噪声和不相关的数据标识的特别情况中，通过

             M＝( A ^*T A)^-1 A ^*T                            (59)给出按照等式(54)的评估矩阵 M，并且等式(58)简化为 $\mathrm{\&gamma;}(k,n)=\frac{1}{{\mathrm{\&sigma;}}^2\&CenterDot;{\left[{\left({\underset{\&OverBar;}{A}}^{*T}\underset{\&OverBar;}{A}\right)}^{-1}\right]}_{N\&CenterDot;(k-1)+n,N\&CenterDot;(k-1)+n}},k=1...K,n=1...N,K,N\&Element;\mathrm{IN}.---\left(60\right)$ 下面应当以刚刚说明的适合于正交的接收天线分集的线性零级闭塞补偿器(ZF-BLE)为出发点，导出所谓的具有量化反馈的零级闭塞补偿器(ZF-BDFE)，其也适合于正交接收天线分集。ZF-BDFE补偿器的导出利用了上面的三角矩阵 H的结构。以等式(53)和(57)得出 $\underset{\&OverBar;}{H}{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_c={\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_c+(\underset{\&OverBar;}{H}-I){\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_c={\mathrm{\&Sigma;}}^{-1}{\left({\underset{\&OverBar;}{H}}^{*T}\mathrm{\&Sigma;}\right)}^{-1}{\left(\underset{\&OverBar;}{L}\underset{\&OverBar;}{A}\right)}^{*T}\underset{\&OverBar;}{L}\underset{\&OverBar;}{e}---\left(61a\right)$

                ＝ M e，                     (61b)其中，使用了评估矩阵

                 M＝∑^-1( H ^*T∑)^-1( L A)^*T L    (62)并且I表示K·N×K·N单元矩阵。根据等式(62)，所谓的具有量化反馈的零级闭塞补偿器，其也应当适合与正交的接收天线分集，包括一个非相关的、白噪声信号匹配滤波器。从等式(61b)得出这个相等性 ${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_{c,K\&CenterDot;N}=\underset{j=1}{\overset{K_a\&CenterDot;(N\&CenterDot;Q+W-1)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{M}}_{K\&CenterDot;N,j}{\underset{\&OverBar;}{e}}_j,----\left(63a\right)$ ${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_{c,n}+\underset{j=n+1}{\overset{K\&CenterDot;N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{H}}_{n,j}{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_{c,j}=\underset{j=1}{\overset{K_a\&CenterDot;(N\&CenterDot;Q+W-1)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{M}}_{n,j}{\underset{\&OverBar;}{e}}_j,n=1...K\&CenterDot;N-1,---\left(63b\right).$ 根据等式(63a)，通过K_a·(N·Q+W-1)个加权的元素 M _K·N，j e _j的线性叠加取得评估矩阵 此外，通过加权的估算值 H _n，n+1

H _n，n+2

… H _n，K·N 影响所有另外的估算值

参见等式(63b)。下面假设，通过从K·N到1减小的n递推地算出在(63a)和(63b)中说明的等式组，可能实现一个所谓的具有量化反馈的零级闭塞补偿器(ZD-BDFE)，其也适合于正交的接收天线分集。如果用量化型式

替代等式(63b)中的 j＝(n＝1)…(K·N)，因此，具有量化反馈的零级闭塞补偿器(ZF-BDFE)，其也适合于正交的接收天线分集，得到 ${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_{c,K\&CenterDot;N}=\underset{j=1}{\overset{K_a\&CenterDot;(N\&CenterDot;Q+W-1)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{M}}_{K\&CenterDot;N,j}{\underset{\&OverBar;}{e}}_j,---\left(64a\right)$ ${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_{c,n}+\underset{j=n+1}{\overset{K\&CenterDot;N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{H}}_{n,j}{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_{q,j}=\underset{j=1}{\overset{K_a(N\&CenterDot;Q+W-1)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{M}}_{n,j}{\underset{\&OverBar;}{e}}_j,n=1...K\&CenterDot;N-1.---\left(64b\right).$ 以 ${\left[\underset{\&OverBar;}{x}\right]}_j^i\stackrel{d\&CenterDot;f}{=}{({\underset{\&OverBar;}{x}}_i,{\underset{\&OverBar;}{x}}_{i+1}...{\underset{\&OverBar;}{x}}_j)}^{T}i\&le;j---\left(65a\right)$ 从等式(61b)中得出 $({\left[I\right]}_{K\&CenterDot;N,n}^{\mathrm{1,1}},{[\underset{\&OverBar;}{H}-I]}_{K\&CenterDot;N,K\&CenterDot;N}^{1,n+1}){({\left({\left[{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_c\right]}_n^1\right)}^T,{\left({\left[{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_q\right]}_{K\&CenterDot;N}^{n+1}\right)}^T)}^T=\underset{\&OverBar;}{M}.\underset{\&OverBar;}{e}---\left(66a\right)$ ${[\underset{\&OverBar;}{H}-I]}_{K\&CenterDot;N,K\&CenterDot;N}^{1,n+1}$ 是反馈算符。以 $\underset{\&OverBar;}{S}=({\left[I\right]}_{K\&CenterDot;N,n}^{\mathrm{1,1}},{[\underset{\&OverBar;}{H}-I]}_{K\&CenterDot;N,K\&CenterDot;N}^{1,n+1}),---\left(67a\right)$ $\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}={({\left({\left[{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_c\right]}_n^1\right)}^T,{\left({\left[{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_q\right]}_{K\&CenterDot;N}^{n+1}\right)}^T)}^T,---\left(67b\right)$ 断定等式(36)的结构。二个通过等式组(67a)和(67b)给出的变量S和 必须在每个时刻nT_s都改变。

在这个假设情况下，即所有被反馈的过去的判断是正确的，通过 $\mathrm{\&gamma;}(k,n)=E\left\{{\left|{\underset{\&OverBar;}{d}}_n^{\left(k\right)}\right|}^2\right\}\&CenterDot;{\left({\mathrm{\&sigma;}}_{N\&CenterDot;(k-1)+n,N\&CenterDot;(k-1)+n}\right)}^2,k=1...N,K,N\&Element;\mathrm{IN}---\left(68\right)$ 给出在ZF-BDFE补偿器的输出端上的信杂比γ(k，n)。按照等式(68)的信杂比γ(k，n)一般比通过等式(58)给出的在ZF-BLE补偿器的输出端上的信杂比大。可是，在过去错误判断的情况下，ZD-BDFE补偿器的操作遭到错误的扩展，正如前面已提到的，通过使用信道分类能够改善ZD-BDFE补偿器的操作。

象线性的零级闭塞补偿器(ZF-BLE)，其也适合于正交的接收天线分集，具有量化反馈的零级闭塞补偿器(ZF-BDFE)，其同样设计用于正交的接收天线分集，所谓的最小误差二乘法闭塞补偿器(MMSE-BLE)，其也适合于正交的接收天线分集，使用了关于在等式(27a)中说明的矩阵A的，关于按照等式(23)的干扰信号矢量 n的和关于根据等式(34)引入的接收信号矢量 e的知识。通过MMSE-BLE补偿器必须把二次的形式

          Q( d _c)＝E{( d _c- d)^*T( d _c- d)}                  (69a)

                    ＝E{‖ d _c- d‖²}                        (69b)减小到最小。数据矢量 d _c包括值连续的元素d_c，n，n＝1…K·N。在 d _c等于值连续的并且不受影响的估算值 ${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_c={({\underset{\&OverBar;}{A}}^{*T}{\underset{\&OverBar;}{R}}_n^{-1}\underset{\&OverBar;}{A}+{\underset{\&OverBar;}{R}}_d^{-1})}^{-1}{\underset{\&OverBar;}{A}}^{*T}{\underset{\&OverBar;}{R}}_n^{-1}\underset{\&OverBar;}{e}---\left(70a\right)$

时，其中I表示K·N×K·N的单元矩阵，二次形式Q( d _c)假定了其最小值。根据等式组(70a)至(70c)，估算值包含一个有效项，一个与标识间干扰和多址通信干扰有关的项以及一个干扰项，并且该估算值表示已详细论述的ZF-BLE补偿器的输出信号，该补偿器后接一个维恩滤波器 ${\underset{\&OverBar;}{W}}_0={(I+{\left({\underset{\&OverBar;}{R}}_d{\underset{\&OverBar;}{A}}^{*T}{\underset{\&OverBar;}{R}}_n^{-1}\underset{\&OverBar;}{A}\right)}^{-1})}^{-1}---\left(71\right)$ 由于等式组(70a)至(70c)， S与K·N×K·N的单元矩阵I相同，并且以

             M＝ W ₀(∑ H)^-1( H ^*T∑)^-1( L A)^*T L            (72)的形式可以说明评估矩阵 M。

根据等式(72)，MMSE-BLE补偿器包含一个非相关的信号匹配滤波器，其应用于按照等式(34)的接收信号矢量 e。非相关的信号匹配滤波器的输出信号被馈入线性的标识间消除器和多址通信消除器(＝Canceller)(∑ H)^-1，该消除器后接维恩滤波器 W ₀。因为维恩滤波器使估算误差矢量的二次形式的期望值最小，所以MMSE-BLE补偿器导致一个比ZF-BLE补偿器更好的功率，ZF-BLE补偿器也在正交的接收天线分集中适用。此外，可能很容易地指出，估算误差( d _c，n- d _n)和在MMSE补偿器的输出端上的已估算的数据标识

是不相关的。

通过表达式 $\mathrm{\&gamma;}(k,n)=\frac{E\left\{{\left|{\underset{\&OverBar;}{d}}_n^{\left(k\right)}\right|}^2\right\}\&CenterDot;{\left|{\left[{\underset{\&OverBar;}{W}}_0\right]}_{v,v}\right|}^2}{{\left[{\underset{\&OverBar;}{W}}_0{\underset{\&OverBar;}{R}}_d\right]}_{v,v}-2\mathrm{Re}\{{\left[{\underset{\&OverBar;}{W}}_0{\underset{\&OverBar;}{R}}_d\right]}_{v,v}\&CenterDot;{\left[{\underset{\&OverBar;}{W}}_0\right]}_{v,v}^{*}\}+E\left\{{\left|{\underset{\&OverBar;}{d}}_n^{\left(k\right)}\right|}^2\right\}\&CenterDot;{\left|{\left[{\underset{\&OverBar;}{W}}_0\right]}_{v,v}\right|}^2}$

v＝N·(k-1)+n，k＝1...K，n＝1...N，K，N∈IN，       (73)给出在MMSE-BLE补偿器的输出端上的信杂比γ(k，n)，其一般比在等式(58)中的前面已经描述的ZF-BLE补偿器的输出端上的信杂比γ(k，n)大。

在前面已提到的附加白色高斯噪声和不相关的数据标识的特殊情况中，评估矩阵得出

         M＝(I+σ²·( A ^*T A)^-1)^-1·( A ^*T A)^-1 A ^*T，    (74)，并且等式(73)简化为 $\mathrm{\&gamma;}(k,n)=\frac{{\left[{\underset{\&OverBar;}{W}}_0\right]}_{v,v}}{1-{\left[{\underset{\&OverBar;}{W}}_0\right]}_{v,v}},v=N\&CenterDot;(k-1)+n,k=1...K,n=1...N,K,N\&Element;\mathrm{IN},---\left(75\right)$ 其中 W ₀＝(I+σ²·( A ^*T A)^-1)^-1。

以前面已讨论的所谓最小误差二乘法闭塞补偿器(MMSE-BLE)为基础，该补偿器设计用于正交的接收天线分集，下面应当以相似的方法导出所谓的具有量化反馈的最小误差二乘法闭塞补偿器(MMSE-BDFE)，这对于ZF-BDFE补偿器已经实现了。以Cholesky分解 ${\underset{\&OverBar;}{A}}^{*T}{\underset{\&OverBar;}{R}}_n^{-1}\underset{\&OverBar;}{A}+{\underset{\&OverBar;}{R}}_d^{-1}={\left({\mathrm{\&Sigma;}}^{\&prime;}{\underset{\&OverBar;}{H}}^{\&prime;}\right)}^{*T}{\mathrm{\&Sigma;}}^{\&prime;}\underset{\&OverBar;}{H^{\&prime;}}----\left(76\right),$

在该分解中使用了矩阵H′＝( H′ _i，j)， H′ _i，j＝0i＞j， H′ _i，j＝1i，i，j＝1...K·N     (77a)∑＇＝D iag<σ′_i，i>，σ′_i，i∈IR，i＝1...K·N                    (77b)，并且用评估矩阵：

               M＝∑^-1( H′ ^*T∑)^-1( L A)^*T L                         (78)能够如下表示MMSE-BDFE补偿器 $\left({\left[I\right]}_{K\&CenterDot;N,n^{\&prime;}}^{\mathrm{1,1}}{[\underset{\&OverBar;}{H^{\&prime;}}-I]}_{K\&CenterDot;N,K\&CenterDot;N}^{1,n+1}\right){({\left({\left[{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_c\right]}_n^1\right)}^T,{\left({\left[{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_q\right]}_{K\&CenterDot;N}^{n+1}\right)}^T)}^T=\underset{\&OverBar;}{M}\underset{\&OverBar;}{e}.---\left(79\right).$ 矩阵 ${[\underset{\&OverBar;}{H^{\&prime;}}-I]}_{\mathrm{KN},\mathrm{KN}}^{1,n+1}$ 表示反馈算符。以 $\underset{\&OverBar;}{S}=\left({\left[I\right]}_{K\&CenterDot;N\&CenterDot;n}^{\mathrm{1,1}}{[\underset{\&OverBar;}{H^{\&prime;}}-I]}_{K\&CenterDot;N,K\&CenterDot;N}^{1,n+1}\right)---\left(80a\right)$ $\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}={({\left({\left[{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_c\right]}_n^1\right)}^T,{\left({\left[{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_q\right]}_{K\&CenterDot;N}^{n+1}\right)}^T)}^T---\left(80b\right)$ 确定等式(36)的结构。

在这个假设情况下，即所有被反馈的过去的判断是正确的，通过 $\mathrm{\&gamma;}(k,n)=\frac{E\left\{{\left|{\underset{\&OverBar;}{d}}_n^{\left(k\right)}\right|}^2\right\}\&CenterDot;{|{\left({\mathrm{\&sigma;}}_{v,v}^{\&prime;}\right)}^2-{\left[{\left({\underset{\&OverBar;}{H}}^{\&prime;}{\underset{\&OverBar;}{R}}_d\right)}^{-1}\right]}_{v,v}|}^2}{E\left\{{\left|{\underset{\&OverBar;}{d}}_n^{\left(k\right)}\right|}^2\right\}\&CenterDot;{\left|{\left[{\left({\underset{\&OverBar;}{H}}^{\&prime;}{\underset{\&OverBar;}{R}}_d\right)}^{-1}\right]}_{v,v}\right|}^2-2\mathrm{Re}\left\{{\left[{\left({\underset{\&OverBar;}{H}}^{\&prime;}{\underset{\&OverBar;}{R}}_d\right)}^{-1}\right]}_{v,v}\right\}+{\left({\mathrm{\&sigma;}}_{v,v}^{\&prime;}\right)}^2}$ v＝N·(K-1)+n，K＝1...K，n＝1...N，K，N∈IN，           (81)给出在MMSE-BDFE补偿器的输出端上的信杂比γ(k，n)。按照用于MMSE-BDFE补偿器的等式(81)的信杂比γ(k，n)一般比通过等式(68)给出的ZF-BDFE补偿器的信杂比大。

概括起来可以确定，通过本发明产生的CDMA系统相同于具有DS(Directsequence＝Direktspreizungsfolge)的CDMA结构。通过适合地选择扩展代码获得多载波方法(MC＝Multicarrier)的引入。通过按照本发明的这个优选方法，一方面统一了在具有DS和具有多传输方法(MC)的CDMA系统中的信号产生，另一方面使已经已知的用于没有和具有在CDMA系统中的分集接收的多用户探测(JD＝Jiont Detection)方法的扩展和使用成为可能，该CDMA系统具有多载波方法。

根据本发明形成的系统的应用领域除了一般的移动通信外，也应用于另外的领域，例如，定向无线电通信，卫星通信，海上通信，WLL(无线本地环路)，WLAN(无线局域网)，MBS(移动宽频带系统)，FPLMTS(未来公共的地面电信系统，IMT2000)，UMTS(通用的电信系统)，PCS(私人通信服务)，PCN(私人通信网)，无绳电话设备(CT Cordless Telephone)，HDTV(高清晰度电视)，有线电视(CATV，Cable TV)，RITL(环路通信)，室内通信，PABX(Public Access Branch Exchange公共通路的分支交换)，水下通信和外层空间通信。

Claims (30)

1.用于在多个用户中继站和一个基站之间的数字信号无线传输的系统，该基站使用了所谓的多载波码分多址方法，在该方法中，在一个相同的高频频带内同时进行多个有效的连接，为此，K个用户站在一个分配给各自用户站k，k＝1...K的扩展代码的作用下，以Q个在高频频带内均匀划分的子载波传输有限长的数据块，可以通过数据矢量d ^(k)＝( d ₁ ^(k)， d ₂ ^(k)... d _N ^(k))^T， d _n ^(k)∈C，k=1...K，n＝1...N，K，N∈IN体现该数据块，其中，N个以m为下底的复数数据矢量 d _n ^(k)中的每个都具有一个数据标识周期T_s，并且在接收处在使用这个扩展代码的情况下借助于一个码分多址探测设备重新译码，其特征在于，

同时由一个特殊用户站k传输的数据标识 d _n ^(k)的数目总计为1，因此，连续传输一个用户站的所有数据标识 d _n ^(k)，该传输是在使用了带宽为B_s＝B_u/Q＝1/T_s的Q个子载波的情况下进行的，其中，以q，q＝1…Q编号的子载波分别具有一个唯一的符合f_q＝(q-1)/T_s，q＝1...Q的中心频率f_q，q＝1…Q，通过使用一个用户特殊的、包括所谓的碎片 c _q ^(k)的符号代码序列 c ^(k)＝( c ₁ ^(k)， c ₂ ^(k)...B_Q ^(k))^T， c _q ^(k)∈C，k＝1...K，q＝1…Q，K，Q∈IN，通过所有带宽为B_s的Q个子载波展开一个用户站的每个数据标识 d _n ^(k)，其中，每个碎片被分配给一个特别的子载波，一个用户站k，k＝1...K，传输一个线性的调制信号，在等效的低通范围内通过 ${\underset{\&OverBar;}{d}}^{\left(K\right)}\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{d}}_n^{\left(K\right)}\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{c}}^{\left(K\right)}(t-[n-1]T_s;{\underset{\&OverBar;}{c}}^{\left(K\right)})$ 给出，通过以速率1/T_c取出的 c ^(k)(t； c ^(k))的取样形成线性的多载波码分多址展开调制，其中，通过该取样产生的取样值ξ_q ^(k)，q＝1…Q，产生K个矢量 ξ ^(k)＝( ξ ₁ ^(k)， ξ ₂ ^(k)... ξ _Q ^(k))^T， ξ _q ^(k)∈C，k＝1...K，q＝1...Q，K，Q∈IN，以离散的傅立叶反变换(IDFT)矩阵 $\underset{\&OverBar;}{D}=\left({\underset{\&OverBar;}{D}}_{\mathrm{\&alpha;},\mathrm{\&beta;}}\right),{\underset{\&OverBar;}{D}}_{\mathrm{\&alpha;},\mathrm{\&beta;}}=\frac{1}{\sqrt{Q}}\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{Q}(\mathrm{\&alpha;}-1)(\mathrm{\&beta;}-1)\right\},\mathrm{\&alpha;},\mathrm{\&beta;}=1...Q$ 通过等式 ξ ^(k)＝ D c ^(k)给出矢量 ξ ^(k)和扩展代码矢量 c ^(k)之间的关系，其中，矢量矩阵 ξ ^(k)包含Q个列矢量

                   δ ^(q)＝( δ ₁ ^(q)， δ ₂ ^(q)... δ _Q ^(q))^T， ${{\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&delta;}}}_a}^{\left(q\right)}=\frac{1}{\sqrt{Q}}\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{Q}(\mathrm{\&alpha;}-1)(q-1)\right\},a=1...Q,$ 得出 D＝( δ ⁽¹⁾， δ ⁽²⁾... δ ^(Q))并且因此得出 ξ ^(k)＝( c ₁ ^(k) δ ⁽¹⁾+ c ₂ ^(k) δ ⁽²⁾+…+ C _Q ^(k) δ ^(Q))，考虑实际情况，每个碎片 c _q ^(k)被分配给一个特别的子载波q，如此必须阐述等式 ξ ^(k)＝ D c ^(k)，矩阵 D的列 δ ^(q)，q＝1…Q，表示Q个子载波，矩阵 D的行表示在数据标识周期T_s内的Q个时刻，在该数据标识周期内取出取样值，并且等式 ξ ^(k)＝ D c ^(k)的结果因此是具有元素 ξ _q ^(k)的矢量 ξ ^(k)，该元素是从碎片 c _q ^(k)的一个线性组合中得出的。

2.符合要求1的系统，其特征在于，在具有多载波方法和正交接收天线分集的码分多址系统中的应用。

3.符合要求1或2的系统，其特征在于，在一个具有Ka个接收天线的站的接收端的CDMA探测设备中，为了确定数据标识 d ^(k)的估算值 ${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}^{\left(k\right)}={({{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_1}^{\left(k\right)},{{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_2}^{\left(k\right)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;{{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_N}^{\left(k\right)})}^T,{{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_n}^{\left(k\right)}$ ∈C，k＝1...K，n＝1...N，K，N∈IN，一个接收信号矢量 e，其是从 e＝( e ^(1)T， e ^(2)T... e ^(Ka)T)^T＝( e ₁， e ₂... e _K·N·Q+w-1))^T＝ A d+ n，K_a，N，Q，W∈IN，中得出的，其中组合的K_a·(N·Q+w-1)×K·N的信道矩阵 A包括所有的K·K_a个组合的信道脉冲响应， ${\underset{\&OverBar;}{b}}^{(k,k_a)}={({\underset{\&OverBar;}{b}}_1^{(k,k_a)},{\underset{\&OverBar;}{b}}_2^{(k,k_a)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{b}}_{Q+w-1}^{(k,k_a)})}^T={\underset{\&OverBar;}{h}}^{(k,k_a)*{\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&zeta;}}}^{\left(k\right)}},$ ${\underset{\&OverBar;}{h}}_w^{(k,k_a)}\&Element;C,k=1...k,k_a=1...k_a,1=1...Q+W-1,k,k_a,Q,Q\&NotElement;\mathrm{IN},$ W为复数取样值 h _w ^(k，ka)的数目，其中通过组合的干扰矢量n＝( n ^(1)T， n ^(2)T... n ^(Ka)T)^T＝( n ₁， n ₂... n _{Ka·(N·Q+w-1})^T，K_a，N，Q，W∈IN，表示Ka个不同的干扰序列，并且通过数据标识矢量 d＝( d ^(1)T， d ^(2)T... d ^(Ka)T)^T＝( d ₁， d ₂...d _K·N)^T，K，N，∈IN，表示数据序列 d。

4.符合要求3的系统，其特征在于，接收端预先规定一个用于多用户探测的码分多址探测设备，这个探测设备次佳地运行，并且或者以一个线性的补偿器为基础，或者以一个优选反馈补偿器为基础，该探测设备包括一个非相关的信号匹配滤波器，在这个假设情况下，即通过 e＝( e ^(1)T， e ^(2)T... e ^(Ka)T)^T＝( e ₁， e ₂... e _{Ka·(N·Q+w-1)})^T＝ A d+ n，K_a，N，Q，W∈IN，定义的接收信号矢量 e在接收机上是已知的，通过一组等式 S ＝ M e说明多用户探测的探测设备的工作原理，其中， S＝( S _i，j)，I，j＝1...K·N，是一个具有K·N行和K·N列的二次矩阵， M＝( M _i，j)，i＝1…K·N，j＝1…N·Q+W-1，是一个K·N×K_a·(N·Q+W-1)的评估矩阵，并且 $\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}={({\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_1,{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_2...{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{d}}}_{K\&CenterDot;N})}^T$ 是在接收信号矢量 e的等式中定义的数据矢量 d的估算值。

5.符合要求4的系统，其特征在于，具有后面的量化级别的一个线性数据闭塞补偿器预先规定作为码分多址探测设备，在闭塞补偿器中求得数据标识的值连续的估算值，该估算值结合为矢量，在量化级别中紧接着通过值连续的估算值的量化获得值离散的估算值。

6.符合要求5的系统，其特征在于，所谓的线性零级闭塞补偿器作为线性的闭塞补偿器使用。

7.符合要求5的系统，其特征在于，所谓的最小误差二乘法闭塞补偿器作为线性的闭塞补偿器使用。

8.符合要求4的系统，其特征在于，具有量化反馈的数据闭塞补偿器预先规定作为码分多址探测设备。

9.符合要求8的系统，其特征在于，一个所谓的具有量化反馈的零级闭塞补偿器预先规定作为数据闭塞补偿器。

10.符合要求8的系统，其特征在于，所谓的具有量化反馈的最小误差二乘法闭塞补偿器预先规定作为数据闭塞补偿器。

11.符合上述要求之一的系统，其特征在于，在接收端上预先规定一个数字的信号处理器，其包含码分多址探测设备。

12.符合要求11的系统，其特征在于，信号处理器还包含信道判断器。

13.符合要求11或12的系统，其特征在于，一个微处理器预先规定作为信号处理器。

14.符合上述要求之一的系统，其特征在于，在混合的多址通信方法范围内的使用，这个方法在于码分复用与多载波方法，频分复用和时分复用的组合。

15.符合上述要求之一的系统，其特征在于，在发射端预先规定天线分集。

16.符合上述要求之一的系统，其特征在于，预先规定具有定向天线的自适应分集。

17.符合要求1至15的系统，其特征在于，预先规定具有定向天线的非自适应分集。

18.符合上述要求之一的系统，其特征在于，迄今线性的数据调制到非线性的数据调制的扩展。

19.符合上述要求之一的系统，其特征在于，从线性的展开调制到非线性的展开调制的扩展。

20.符合上述要求之一的系统，其特征在于，代码扩展，其具有或者在上行线路中的、或者在下行线路中的、或者在二个方向中的正交序列。

21.符合要求1至19的系统，其特征在于，代码扩展，其具有或者在上行线路中的、或者在下行线路中的、或者在二个方向中的非正交序列。

22.符合上述要求之一的系统，其特征在于，使用二元的扩展序列。

23.符合要求1至21的系统，其特征在于，使用非二元的扩展序列，例如四元的扩展序列。

24.符合上述要求之一的系统，其特征在于，在移动通信领域中的应用。

25.符合要求1至23的系统，其特征在于，在定向无线电通信领域的应用。

26.符合要求1至23的系统，其特征在于，在卫星通信通信领域的应用。

27.符合要求1至23的系统，其特征在于，在海上通信领域的应用。

28.符合要求1至23的系统，其特征在于，在无绳电话中的应用。

29.符合要求1至23的系统，其特征在于，在有线电视中的应用。

30.符合要求1至23的系统，其特征在于，在水下通信中的应用。

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