CN1092866C - 在数字无线传输系统中扩大接收机动态范围的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

在一个数字无线传输系统(TS)中扩大接收机(RX)动态范围的方法，其中接收器(RX)接收发射机(TX)发送的无线信号(F)，并包括一个模/数变换器(ADC)，这种方法包括以下步骤：选择模/数变换器(ADC)动态范围的上限(OG)；确定用于接收机(RX)中无线信号处理的最低可接受信号质量；使模/数变换器过载以超过上限值(OG)；生成模/数变换器下行信号质量值；比较生成的信号质量值和最低可接受信号质量；限制过载范围使得模/数变换器过载时最低可接受信号质量能被超过。

Description

在数字无线传输系统中扩大接收机动态范围的方法和装置
技术领域
本发明涉及用于扩大数字信号传输系统中信号接收机动态范围，也就是用于提高接收机能力以正确再生不同强度信号的一种方法和装置。
背景技术
在发射机和接收机之间信号，例如语音信号的传输中，为了正确再生信号，接收机需要一定的动态范围，接收机收到的信号强度变化可能很大，较宽的动态范围更有利于接收机中的信号再生。例如，美国专利第5,276,685号给出了一种方法，调整进入接收机信号的强度以适应接收机接收信号的能力，即所谓的自动增益控制。当接收机收到信号的强度高于接收机动态范围上限值时，信号被衰减。当接收机收到信号的强度低于接收机动态范围下限值时，信号被放大。美国专利给出的这种方法的一个缺点在于除了接收机中通常有的装置之外，还需要这种复杂装置。这一附加装置增加了成本。当接收信号强度变化很剧烈时也会产生问题。美国专利第4,893,316号给出了另一种扩大动态范围的方法，该专利描述了高频振动。通过高频振动只是把已知噪声用在过于微弱、无法检测的信号上。信号和这种噪声叠加。放大整个信号并滤除已知噪声就能检测出原信号。高频振动的缺点是需要高频振动发生器和消除器之类的装置，这也要增加成本。增加量化电平数和使用13比特模/数变换器代替12比特变换器也能扩大动态范围。增加比特数能得到更多量化电平，这使得正确再生信号的动态范围增大。但是，具有这种扩大特性的模/数变换器也增加了成本，而且实现比较困难。
本发明概述
数字系统的信号接收机接收一个模拟信号，该信号首先要经过某个模拟信号处理阶段。然后该信号被数字化以便能分离出信号中的数字信息。与动态范围有关的问题是通过允许在模拟信号处理阶段把动态范围扩大到正常极限值之上来解决的。然后在数字化过程中限制信号幅度。这一数字化信号中包含有如果在模拟信号处理阶段限幅可能会丢失的幅度信息。本发明还涉及实现上述方法的装置。
本发明的首要目标是即使信号强度超出极限值，也能从信号中获取幅度信息。
另一目标是当发送信号遇到严重干扰时，改善信息传输性能。
还有一个目标是增强接收机内置均衡器的信号处理能力。
上述模拟信号处理过程包括根据扩大后的动态范围限制接收信号幅度和通过低通滤波器对信号滤波。当信号传输在高载频上进行时，信号处理过程之前要将接收的高频信号与一个合成频率混频以得到一个中频信号。低通滤波信号加到模/数变换器上，并使其过载(overext ended)。在模/数变换器之后信号被降频以得到一个分成实部和虚部的基带信号。这两个信号都被限幅，它们包含有要被发送的数字信息。尽管模/数变换器过载使幅度受限，实信号和虚信号仍共同包含有一定的幅度信息，它高达与模拟幅度极限对应的幅度值。但模/数变换器过载会产生数字谐波和相位误差，尽管相位误差对信号后续处理的影响较小。
本发明的一个优点是即使信号幅度受限，仍能从接收信号中得到一定的幅度信息。
另一优点是可以使用现有的信号接收机，而不需要作复杂的改动或重新设计接收机。
图例简述
图1表示一个包括发射机和接收机的传输系统方框图。
图2a和2b是表示接收机中接收信号强度的信号强度曲线。
图3是说明GMSK调制原理的I/Q图。
图4是表示当接收机位于发射机附近时接收信号幅度的幅度曲线。
图5是表示GMSK解调原理的I/Q图。
图6是表示过调制接收机时相位误差的相位图。
图7是表示接收机过载时出现的不同频率分量的频谱图。
图8是说明本发明装置的方框图。
本发明的最佳实现方式
图1是在GSM型移动电话系统(全球移动通信系统)中一个传输系统TS的框图。在所述实施例中，传输系统TS包括公共地面移动网PLMN基站中的发射机TX和移动站MS中的接收机RX。在该例中，发射机位于基站内，接收机位于移动站内，不过反过来也是可行的。图1中只标出了本发明必需的那些部分，该图并不打算详细说明传输系统TS。内置于话机的麦克风MC与公共地面移动网PLMN中的初级模/数变换器1相连。初级模/数变换器1与基站发射机TX中的编码器2相连。在所述例子中，编码器2包括一个信道编码器和一个交织器。也可以进行其它类型的编码，例如语音编码和加密。后面将更详细地说明编码器2，它主要用于产生一个冗余信号，也就是一个从发射机TX到接收机RX发送时并比原始信号抗干扰能力更强的信号。编码器2与调制器3相连，后者由输入信号产生一个具有连接选定载波频率的相位调制的模拟载波波形。调制器3与发射机放大器4相连，后者与发射机天线5相连。移动站MS中的接收机RX包括一个与接收机放大器7相连的接收机天线6。
接收机放大器7包括一个信号放大器AMPL，它调整信号强度使之适合后面的部件，并补偿功率损失。接收机放大器7和解调器8相连。解调器8包括一个混频器MIX，它从由发射机TX和接收机RX之间的空中接口接收的信息中分离出指定频率的信号。混频器MIX与限制输入信号强度的信号限幅器LIMIT相连。信号限幅器LIMIT与模/数变换器ADC相连，它将分离出的信号由模拟转换为数字形式。模/数变换器ADC与正交分割器I/Q相连。模/数变换器ADC和正交分割器I/Q的功能对于本发明的原理来说极为重要，将在后面作进一步详细说明。解调器8与解码器9相连。解码器9与移动站MS中的数/模变换器10相连。数/模变换器10与扬声器LS相连。
图2a中的纵坐标代表信号强度[SS]，它用与参考电平1mW[dBm]对应的分贝表示，横坐标代表距离[L]i米[m]。距离L＝0米对应基站的位置。实功率曲线FS对应由发射机TX发射并在接收机RX中接收的信号强度。因此当移动站位于基站附近时信号强度最大，随着移动站到基站距离的增加强度逐渐变弱。后面将对图2a作更详细的说明。
与图2a类似，图2b的纵坐标代表信号强度[SS]，它用与参考电平1mW[dBm]对应的分贝表示，横坐标代表距离[L]i米[m]。距离L＝0米对应基站的位置。实功率曲线JS1对应由移动站MS收到的信号经接收机放大器7处理后在模/数变换器ADC中的强度。后面将对图2b作更详细的描述。
下面将说明在语音信息传输中进行的信号处理，其中当语音信息由麦克风MC经过无线发射机TX和无线接收机RX送到扬声器LS的过程中，所描述的信号处理与现有技术完全一致。然后将描述一种与本发明对应的在接收机中处理信号的方法。对本发明的关键步骤将会着重进行说明并详细解释本发明实现的效果。
在语音信息传输中的信号处理方法，包括以下步骤：
-来自用户的声音信号A在麦克风MC中转变成模拟信号B。
-在公共地面移动网PLMN中，模拟信号B转变成脉码调制信号，即所谓的PCM信号C。PCM信号C通过PCM链路送到基站的发射机TX。该信号以64Kbit/s的速率传输。
-PCM信号C在发射机TX的编码器2中被编码。如前所述，编码器2包括一个信道编码器和一个交织器。可以简单地提一下，信道编码器加倍了PCM信号中的信息以在发射信号中得到。这种冗余能够使在从发射机TX到接收机RX的传输中出现的错误更容易被检测出来。如果在传输中单个比特的值发生改变，冗余传输能够更容易地再生原始信号。交织器对比特进行分配，从而使经过交织器之前相互连续的比特在交织器中成为彼此独立和分散的。发射机TX和接收机RX之间的空中接口经常会产生突发脉冲。通过借助交织器分散信息可以防止相关信息完全丢失。对应本领域的专业人员来说，信道编码器和交织器的功能是众所周知，因此将不作更详细的解释。编码器2产生数字基带信号D。经过信道编码和交织后，在从发射机TX到接收机RX的传输中，该基带信号比原始的PCM信号C抗干扰能力更强。
-基带信号D被送往调制器3，在那儿转变成模拟调相载波波形E。这种调制是根据GMSK方法(高斯最小相移键控)实现的，它是一种带宽相对较窄的调制方法。简单地说，与GMSK方法对应的调制是令基带信号D中的比特代表生成的载波波形E的某一特定相位。图3借助I/Q图说明当调制器从基带信号D中收到一个新的比特时，载波波形E的相位如何从第一相位P1变化到第二相位P2。GMSK调制是通信领域经常使用的一种调制技术，对于本技术领域的专业人员来说是很熟悉的。这样，载波波形E的相位根据基带信号D中包含的信息变化。载波波形E的幅度恒定，根据GSM标准选择的载频也是恒定的，在本例中选择为900.2MHz。
-根据GSM系统指标中的预定值确定最大接收信号强度。在所述例子中，如图2a所示，最大信号强度SS是-15dBM。
-载波波形E被送到发射机放大器4，转变成无线信号F，然后通过发射天线5以所选信号强度发射。
-在系统要求中指定了信号在接收机中处理之后的最低可接受信号质量。系统要求在GSM标准中指定。
-选择模/数变换器ADC的参考电压。这一选择根据进入模/数变换器的信号最大和最小幅度之间所需间隔进行。在所述实施例中，接收信号的最大幅度对应+1伏。在50欧姆时，+1伏对应信号强度SS＝
+30(dBM)＝+10dBM。
在图2b中+10dBM的信号强度用模/数变换器ADC的上限值OG表示。
-选择模/数变换器ADC的量化电平数。在所述实施例中，量化电平数是4095，因为选择的模/数变换器是12比特位的。这一选择根据模/数变换器ADC所需动态范围进行。
-无线信号F通过接收机天线6接收并被从天线6送到接收机放大器7。收到的整个无线信号除了来自发射机TX的900.2MHz频率之外，还包括一组其它频率。这一无线信号F在信号放大器AMPL中被放大。因为GSM标准中最大信号强度SS是-40dBM，为了达到模/数变换器ADC+10dBM的所选上限值OG，要求有50dB的放大倍数(-40dBM加50dB＝+10dBM)。所以把放大倍数调整到50dB，从而使无线信号放大后不超过前面提到的所选模/数变换器ADC的上限OG。经过接收机放大器7的放大之后，如果要不使模/数变换器过载，最大信号强度必须低于上限值DG。整个放大后的接收信号F被称作前端信号G。
-前端信号G被从接收机放大器7送到解调器8中的混频器MIX。如前所述，前端信号G包括除来自发射机TX，即900.2MHz之外的其它频率。通过将前端信号G与所谓的825.2MHz合成频率SYNTH混频可以得到所需要的第一级中频75MHz(中频75MHz对应900.2-825.2)。选择合成频率STNTH，因而得到75MHz中频的原因是接收机RX中的滤波器对应第一级中频H为75MHz。对于通信领域的专业人员来说混频器MIX的功能是很熟悉，因此将不作详细描述。
-第一级中频H从混频器MIX被送到信号限幅器LIMIT。信号限幅器LIMIT阻止强度大于-40dBM的RX信号进一步在接收机中传输，图2表明根据GSM标准，当移动站位于基站附近、信号强度超过-40dBM时，接收信号被限幅。信号限幅产生的多余频率分量在信号限幅器LIMIT中被滤除。信号限幅器LIMIT中经过限幅和滤波的信号被称作限幅中频J。限幅中频J的信号强度SS如图2b中的实功率曲线JS1所示。如前所述，基站的位置在图2b中由纵坐标代表。实功率曲线JS1的上半部分表示当移动站MS位于基站附近时限幅中频的信号强度。随距离L递减的信号强度代表移动站离开基站而去时模/数变换器ADC输入端的信号强度。如果移动站位于L＝L0和L＝L2之间，所选模/数变换器ADC能够把限幅中频由模拟形式转变成数字形式。当移动站位于L＝L0和L＝L1之间时，天线接收的信号强度大于-40dBM，模/数变换器收到的是最大信号强度，MXS。然后最大信号强度MXS在模/数变换器中再生为最高量化电平，也就是说模/数变换器中的12个比特显示量化电平#4095。当移动站位于距离(长度)L＝L2时，最小可接收信号强度可以在模/数变换器中再生，这个信号强度就对应一个所谓的下限值UG。下限值UG处的信号强度在模/数变换器中再生为最低量化电平，也就是说模/数变换器中的12个比特显示量化电平#0。图4是一个幅度图，其中限幅中频J的幅度作为时间函数如实幅度曲线JA1所示。幅度曲线JA1表示当中频的信号强度在最大信号强度附近，也就是移动站位于基站附近时中频J的幅度。图4所示幅度图中的纵坐标代表以伏[V]为单位的幅度[A]，横坐标代表以秒[S]为单位的时间[t]。实幅度曲线JA1表示中频J能够在模/数变换器ADC中再生的部分。因为根据现有技术，当模/数变换器收到最大信号强度MXS时不能超过模/数变换器ADC的上限值OG，位于最大信号强度MXS附近的中频J能够完全在模/数变换器中再生。因此正如后面将从图4中看到的那样，中频J再生时不会由于模/数变换器ADC的过载特性被削去幅度峰值。经过模/数变换器ADC处理后的限幅中频被称作第一级数字化中频，即所谓的数字频率K。
-如图1所示，数字频率K由模/数变换器ADC被送往正交分割器I/Q。数字化信号K包括位于数字中频两边的一组频率分量。当中频降低到零频时，会产生折叠效应，也就是说那些理论上位于负频域中的频率分量沿零轴对折后，实际上与正频域中的频率分量重叠。将合成频率分量与一个正弦信号混频，可以得到信号的实部。将合成频率分量与一个余弦信号混频，可以得到信号的虚部。合成频率分量与正弦信号混频得到的信号被称作I分量，合成频率分量与余弦信号混频得到的信号被称作Q分量。得到的两种信号分量可以用如图5所示的I/Q图表示。图5用第一条实曲线I1表示I分量，其值从I轴上读取，用第二条实曲线Q1表示Q分量，其值从Q轴上读取。令两个分量一起构成矢量V1，通过读取矢量V1的幅度就能再生原始基带信号的包络，也就是基带信号在每个周期中的最大幅度。在后面的处理步骤中，解码器里的均衡器用到了该包络。根据前面参考图3描述的GMSK原理，矢量V1的相位偏移FI1用来再生原始基带信号中的比特信息。特定的瞬时相位偏移FI1对应基带信号中一个比特间隔的特定值。因此理想情况下正交分割器I/Q能够从数字频率K中再生出在前面过程中进入发射机TX内调制器3的原始基带信号D。再生基带信号被称作合成基带信号L。前面简单提到的正交分割对于无线通信领域的专业人员来说是很熟悉，因此不作详细描述。
-合成基带信号L由解调器8中的正交分割器I/Q被送到解码器9。解码器从合成基带信号L中再生出前面过程中进入编码器2的PCM信号C。合成基带信号L在前面提到的解码器9的均衡器中处理。前面借助图5 I/Q图说明过的包络在均衡器中用来分离来自发射机TX并由接收机直接收到的无线信号F中的信号分量和直到反射后才由接收机收到无线信号F中的信号分量。经过信道解码、解交织和均衡处理后的再生PCM信号被称作合成PCM信号M。
-合成PCM信号M由解码器9被送到数/模变换器10。数/模变换器从PCM信号中再生出前面过程中到达模/数变换器1的模拟信号B。这个再生信号被称作合成模拟信号N。
-合成模拟信号N由数/模变换器10被送到扬声器LS。前面过程中进入麦克风的语音信号A在扬声器LS中再生。再生语音信号被称作合成语音信号O。
下面将描述本发明扩大信号接收机动态范围的方法。前面所述有关发射机的那些步骤与实施本发明时执行的步骤相同。实施本发明时信号在接收机RX中被改变。这种改变将参考图2、4和5加以说明。为了简化描述，在描述中为信号指定的名称和代号以及图1所示参考符号将与前面所用的保持一致。另外，当实施本发明时，按以前名称命名的信号，其内容将被改变。这种改变在图2b、4和5中用各种曲线上的虚线信号表示。
因此，本发明的方法只与接收机RX有关，它包括以下步骤：
-确定最低可接受信号质量，选择模/数变换器参考电压和量化电平数的过程与前面的描述相同。
-通过接收机天线6接收无线信号F，并将其从天线6送到接收机放大器7。
信号放大器AMPL接收整个无线接收信号F。和前面一样该信号被放大到50dB。
-前端信号G由接收机放大器7被送到解调器8中的混频器MIX。如前面所述，第一级中频信号H通过把前端信号G降频得到。
-第一级中频信号H由混频器MIX被送到接收机放大器7中的信号限幅器LIMIT。根据本发明，信号限幅器阻止信号强度大于-37dBM的信号在接收机RX中进一步传输。这样信号强度高出前面允许信号强度3dB的信号就可以通过。图2a表示当移动站位于基站附近；在本实施例中对应信号强度超出-37dBM时，接收信号被限幅。因此，得到的额外信号强度可以在均衡器用于计算信号包络。均衡器中接收信号强度大于-40dBM的概率是很高的，尤其是在复杂的传输环境中。信号强度提高显然将导致模/数变换器过载，尽管如此，得到的信息仍然足够满足性能要求。
下文中将很明显地看出这一点。这种信号限幅产生的多余频率分量就在信号限幅器LIMIT中被滤除。限幅中频J的信号强度SS如图2b虚线功率曲线JS2所示。虚线功率曲线JS2表示移动站MS位于基站附近时限幅中频J的信号强度。
当移动站位于L＝L0和L＝L1之间时，由于前面所述模/数变换器ADC上限值OG被超出时变换器过载，模/数变换器中的信号将会失真。但是从后面的描述显然将能看出，在数字系统中可以克服这种失真的影响。图4用幅度曲线JA2表示限幅中频J的幅度，由于降低了对无线信号F的限制，该幅度高于前面如幅度曲线JA1所示的幅度。幅度曲线JA2表示当移动站位于L＝L0附近时中频J的幅度。幅度曲线JA2的虚线部分JA21表示模/数变换器ADC中能够再生的中频J的电平。由于接收到最大中频信号强度时超出了模/数变换器ADC的上限值OG，因此不能在模/数变换器中正确地再生中频J。由于模/数变换器ADC过载使得峰值幅度值被削去，所以信号产生失真。这种“限幅”从图4中的虚线部分JA21可以很明显地看出。
-数字频率K，也就是在模/数变换器中处理后的限幅中频J由模/数变换器ADC被送到正交分割器I/Q。得到的两个信号分量由图5所示的I/Q图表示。图5中第一条虚曲线I2表示根据本发明对I分量的限幅，第二条虚曲线Q2表示Q分量限幅。图5所示两个分量一起构成虚线矢量V2。因为两个分量由来自模/数变换器中失真的数字频率K形成，两个分量的峰值幅度被削去。这意味着矢量V2有时要比由非失真中频生成的矢量短。图5中第三个矢量V3的长度代表接收信号在矢量V3相关相位上时的包络值。第四个矢量V4的长度代表接收信号在矢量V4相关相位上时的包络值。当收到的信号强度对应-37dBM时第三个矢量V3的包络值与模/数变换器没有过载时是一样的，也就是说所示包络值正确。当收到的信号强度对应-37dBM时，第四个矢量V4的包络值与模/数变换器过载最大时相同，也就是说给出的包络值误差最大。通过比较可以看出，在最先描述的典型实施例中，如果接收信号强度对应-40dBM时模/数变换器没有过载，其幅度恒定并在图5中打点的内圆EV上移动。通过使模/数变换器ADC过载，可以在接收信号强度对应-37dBM时得到某些幅度信息。尽管这些幅度信息并不完全，但它要好于模/数变换器不过载，也就是接收信号强度限制在-40dBM时能得到的幅度信息。正如前面所说，矢量V1的相位偏移FI2用于再生原始基带信号D的比特信息。特定的瞬时相位偏移FI2对应基带信号中一个比特间隔的特定值。因为矢量V2比前面提到的由非失真中频生成的矢量V1短，除了前面提到的幅度受限外，还会产生相位误差FIE。这一相位误差已在图5中表示出来。可以根据以下公式计算相位误差：FIE＝FI1-FI2＝FI1-90+arctan(X*cosFI1)。式中X对应使模/数变换器过载的过载系数。在数字系统，例如GSM系统中，有一个最大相位误差容限在GSM系统中，1.4倍的过载系数将产生6度的相位误差FIE。在该系统中，与6度对应的相位误差是可以接受的。如果相位误差FIE小于误差容限，正确再生的比特信息量将会很高。
使用1.4倍的过载系数，信号质量也会很高，因为谐波的干扰还不致于在信号检测中带来麻烦。谐波效应将在结合图7的描述中进一步加以说明。
图6说明当模/数变换器以与3dB对应的系数1.4过载时作为相位偏移函数在GSM系统中测得的相位误差值。横坐标表示以度为单位的相位偏移FI，纵坐标表示也是以度为单位的相位误差FIE。在所有可能的相位偏移(0°-360°)中，图中只表示了一个部分(45°-90°)。图6表示在所选过载上GSM系统中出现的最大相位误差与6度对应。在GSM系统中，6度的相位误差是可以接受的。不过，平均误差值要低得多。这使得模/数变换器的动态范围有效地扩大了3dB，并且不会对系统用户方产生干扰。
图7表示在频率域内测量信号时图4所示限幅幅度曲线JA2的频率分布。横坐标M表示频率纵坐标Z表示以dB为单位的信号强度。数字频率K的基频由第一频带S1表示。在模/数变换器ADC中限幅后产生的谐波由电平比基频低的离散频带S2表示。所谓的背景噪声在图7中用阴影区域S3表示。如果在S1的功率和背景噪声S3以及谐波S3的功率之间能保持某个特定的比例dZ，接收的基频就是可用的。
总而言之，本发明扩大了接收机的动态范围。尽管把动态范围扩大3dB时得到了某些信息，这些信息并不完全。当接收机所处地域极不利于接收时，扩大范围后得到的包络信息可以用于均衡器。
图8说明接收机RX中的发明装置100。该装置包括信号限幅器LIMIT，与信号限幅器LIMIT相连的模/数变换器ADC以及和模/数变换器相连的检测器。装置100通过混频器MIX和信号放大器AMPL和接收无线信号(F)的接收机天线6相连。图中还表示了一个与混频器MIX相连的合成频率发生器SG。信号限幅器LIMIT包括一个低通滤波器LP，其功能是滤除信号限幅器中产生的那些谐波。模/数变换器动态范围的上限对应前面提到的上限值OG。检测器包括正交分割器I/Q和解码器9。正交分割器I/Q包括重建信号以使它能够在解码器9中被处理的装置，解码器9中可以检测信号质量。
信号限幅器LIMIT包括对经过信号放大器AMPL和混频器MIX处理的无线信号F限幅的装置。在这方面，信号限幅器LIMIT对信号限幅以使得上限值OG将被超过，这样在检测器中检测到的信号质量也将超过某一最小可接受极限值。
应当知道本发明并不局限于上面描述和说明的典型实施例，可以在本发明范围之内进行改动。例如无线信号可以由移动站发送，在基站接收，另外本发明可以应用于除上述GSM系统之外的其它系统。因此本发明并不局限于所描述和说明的实施例，因为可以在下面权利要求的范围之内进行改动。

Claims (6)

1、在一个数字无线传输系统(TS)中扩大接收机(RX)动态范围的方法，其中接收机(RX)接收来自发射机(TX)的无线信号(F)，并包括一个模/数变换器(ADC)，其特征在于，这种方法包括以下步骤：
-选择模/数变换器(ADC)动态范围的上限(OG)；
-确定用于接收机(RX)中无线信号处理的最低可接受信号质量；
-使模/数变换器过载以超过上限值(OG)；
-生成模/数变换器下行信号质量值；
-比较生成的信号质量值和最低可接受信号质量；及
-限制模/数变换器过载范围，使得模/数变换器过载时最低可接受信号质量能被超过。
2、按照权利要求1的在数字无线传输系统(TS)中扩大接收机(RX)动态范围的方法，其特征在于，接收机包括一个与模/数变换器(ADC)相连的信号限幅器(LIMIT)，该方法包括以下步骤：
-在这个信号限幅器(LIMIT)中对进入它的信号限幅，使信号强度能超过模/数变换器上限值(OG)；
-在该限幅器(LIMIT)中借助低通滤波器(LP)对由信号限幅器(LIMIT)限幅的信号进行滤波。
3、根据权利要求1或2在数字无线传输系统(TS)中扩大接收机(RX)动态范围的方法，其中接收机包括一个与模/数变换器(ADC)相连的正交分割器(I/Q)以及与正交分割器(I/Q)相连的解码器(9)，其中该方法还包括以下步骤：
-降低进入正交分割器(I/Q)信号的频率以得到一个所谓的基带信号；
-令基带信号部分与正弦信号混频，部分与余弦信号混频以便能在解码器(9)中分解该信号。
4、根据权利要求1或2所述的在数字无线传输系统(TS)中扩大接收机(RX)动态范围的方法，其中该方法还包括使模/数变换器过载以超过上限值(OG)1.4倍的步骤。
5、根据权利要求3所述的在数字无线传输系统(TS)中扩大接收机(RX)动态范围的方法，其中该方法还包括使模/数变换器过载以超过上限值(OG)1.4倍的步骤。
6、在数字无线传输系统(TS)中扩大接收机(RX)动态范围的装置(100)，其特征在于，所述装置(100)包括信号限幅器(LIMIT)，与限幅器相连、并且其动态范围上限在上限值(OG)处的模/数变换器(ADC)，以及与模/数变换器(ADC)相连的检测器(I/Q，9)，还包括用于检测经模/数变换器处理后信号质量的装置，其中，信号限幅器(LIMIT)包括限制输入信号幅度的装置，使得它所传送信号的强度将能超过所述上限值(OG)，并在信号限幅器(LIMIT)传送的信号强度超过上限值(OG)时，使检测器(I/Q，9)检测到的信号质量超过指定的最低可接受信号质量。
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