CN1087531C

CN1087531C - 具有频率合成器的双模式卫星/蜂窝电话

Info

Publication number: CN1087531C
Application number: CN95196152A
Authority: CN
Inventors: P·W·登特
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1994-09-14
Filing date: 1995-09-01
Publication date: 2002-07-10
Anticipated expiration: 2015-09-01
Also published as: CA2199933A1; WO1996008883A1; AU3729795A; FI971055A0; CN1163027A; CA2199933C; US5610559A; EP0781475A1; DE69534121D1; EP0781475B1; FI971055A; DE69534121T2; AU691042B2; JPH10505981A; US5535432A

Abstract

一种能在通过陆地蜂窝网络进行工作和通过轨道卫星系统进行工作之间进行切换的无线电话。第一天线和射频电路接收由陆地网络发送的信号并形成用于其后的数字译码的第一条件信号。第二天线和射频电路接收由轨道卫星系统发送的信号并形成用于其后的数字译码的第二条件信号。数字译码器对第一条件信号或第二条件信号进行处理以提供一个自动频率控制信号。由自动频率控制信号控制的参考频率振荡器提供一个参考频率信号。射频合成器使用参考频率信号并含有一个连到第一射频电路的、以第一可编程频率输出的第一输出，以确定对陆地网络信道频率的接收，以及一个连到第二射频电路的、以第二可编程频率输出的第二输出，以确定对轨道卫星系统信道频率的接收。

Description

具有频率合成器的双模式卫星/蜂窝电话

本发明涉及能通过陆地蜂窝系统或轨道卫星来工作的移动或便携电话，更具体地说是一种具有一个能提供宽信道间隔和窄信道间隔的频率合成器的双模式卫星/蜂窝电话。

发明背景

在卫星/蜂窝系统中，由于卫星模式的信号带宽和信道间隔与用于蜂窝模式的信号带宽明显不同。例如，GSM蜂窝系统含有200KHz的信道间隔，而卫星系统可能使用5KHz的信道间隔。在窄带模式中，频率和相位噪声比起宽带模式中的要麻烦得多，所以，当想设计适合于两种模式重复使用的模型时，困难就出现了。例如，在象曾为美国AMPS系统设计的电话那样的模拟蜂窝电话中，可以采用通用的单环路数字频率合成器。在这种蜂窝电话中，信道间隔为30KHz，并且对极其迅速的信道变化没有要求。在泛欧数字蜂窝系统GSM中，应用跳频来减轻慢衰落的影响。这就需要快速频率切换合成器，但由于200KHz的信道步长(channel Steps)比较大，切换速度可以通过通用的技术来获得。

然而，在美国数字蜂窝系统IS54中，其信道间隔与AMPS系统的信道间隔一样都是30KHz，但产生了对快速频率变换的要求，以允许移动电话在短暂的空闲时间内扫描周围基站频率。共同转让的美国专利申请NO.07/804,609描述了可用于帮助满足这种快速频率变换要求的技术，在此引入作为参考。所公开的技术之一称为“分式-N”(fractional-N)，它是获得小的频率步长(frequency Steps)而保持环路相位误差检测器工作时所用的相位比较频率比较高的一种方法。当必须实现快速切换以及低相位噪声时，这种技术是理想的方法。

在Floyd M.Gardener，所著的“锁相技术”，Wiley 1979一书中，说明了称为“微调环路(Vernier Loop)”的Gardener双环路合成器，它允许小的频率步长的产生而保持两个环路的相位比较频率很高。这种现有技术是实现小的频率步长、快速切换以及低相位噪声的一种替换技术。通过单独采用微调环路技术，可以在某一频带中得到窄信道间隔模式。然而，不能得到如在蜂窝频段所要求的具有快速切换的较宽频带。因而，本发明的一种实施方案包含了一种改进的微调环路合成器，在这种合成器中至少有一个环路是提供蜂窝频率间隔的分式-N环路。

发明概要

本发明的目的之一是把分式和微调环路两种技术结合起来以便使其性能优于单独采用两种技术中的任一种的性能。除此以外，本发明的另一目的是提供一种合成器，这种合成器既提供了一个适合于卫星通信的以含有细小的或窄的间隔的第一频率进行输出的第一输出，又提供了一个适合于用在蜂窝系统的以含有大间隔的第二频率进行输出的第二输出。

本发明公开了一种无线电话装置，具有在通过一个陆地蜂窝网络进行工作和通过一个轨道卫星系统进行工作之间进行切换的能力。这种无线电话包括一个第一天线和射频装置，用于接收由陆地网络发送的信号并把这种接收信号转换成一种用于其后的数字译码的形式。这种无线电话还包括一个第二天线和射频装置，用于接收由轨道卫星系统发送的信号并形成用于其后的数字译码的信号。数字译码装置的设置也是为了对第一条件信号或第二条件信号进行处理以提供一种自动频率控制信号(AFC)。由AFC信号控制的参考频率振荡器装置提供一种准确的参考频率信号。本发明还公开了一种射频合成器装置，它使用准确的参考频率信号，并含有一个连到第一射频装置的以第一可编程频率进行输出的第一输出，以确定对陆地网络信道频率的接收。这种无线频率合成器还含有一个连到第二射频装置的以第二可编程频率进行输出的第二输出，以确定对轨道卫星的信道频率的接收。

附图简述

根据以下的描述，同时利用附图，本领域的普通技术人员容易明显地看到本发明的这些和其它的特性和优点，其中：

图1说明按照本发明的一种实施方案的一种双模式卫星/蜂窝电话；

图2说明本发明一种实施方案的双模式接收机部分的优选方案；

图3说明按照本发明的一种实施方案的双模式发射机部分的优选方案；

图4说明按照本发明的一种实施方案的双环路合成器。

优选实施方案的详细描述

本发明针对一种具有一个能提供宽信道间隔及窄信道间隔的频率合成器的双模式卫星/蜂窝电话。本发明是结合GSM蜂窝系统来进行描述的，但不限制于此。本领域的技术人员可以看到本发明同样也适合于其它蜂窝系统。

根据本发明的一种实施方案的卫星/蜂窝便携电话的方框图示于图1。GSM发射机/接收机RF电路10接到900MHz蜂窝天线11。双模式合成器34给GSM电路提供一种在1006-1031MHz范围内以200KHz为间隔的本振信号。200KHz步长是通过在分频器22中对13MHz频率振荡器的输出进行65分频而得到的。相位检测器24则把该200KHz参考信号与在分频器26中进行可变的整数N1分频的压控振荡器30的输出进行比较。来自相位检测器24的相位误差在环路滤波器29中进行滤波，然后被用来控制压控振荡器(VCO)30，使得它的频率是200KHz的N1倍。

发射机/接收机的GSM接收机部分示于电路10中。在本实施方案中，首先通过把所接收的信号与合成的本振频率进行混频，使所接收的信号转换成71MHz的第一中频(IF)，然后通过与将13MHz参考信号5倍频的65MHz信号进行混频而转换成6MHz的第二中频。第二中额信号被硬限幅和处理以提取RSSI信号，这种RSSI信号近似正比于第二中频信号幅度的对数。被硬限幅的中频信号在A-D转换器13中进行处理以提取与瞬时信号相位有关的数值，例如COS(PHI)和SIN(PNI)。然后把这些值与经模-数转换的RSSI信号的结果组合在一起。该组合信号通过控制与接口电路14传递到数字信号处理电路15.这种用于无线信号数字化的方法公开于已共同转让的美国专利NO.5,048,059中，在此引入作为参考。然后，信号被处理形成PCM话音样值，它又从数字信号处理电路15经控制与接口电路14送回到D-A转换器13中。D-A转换器又把PCM话音样值传送到耳机19。

在蜂窝发送方向，话筒20把话音信号传送到D-A转换器13，话音信号在D-A转换器13中被数字化并经控制与接口电路14传递到数字信号处理电路15进行编码。编码使传输的比特率降低，并且降低了比特率的信号被送回到控制与接口电路14，在其中信号转换成I、I、Q、 Q调制信号。这些调制信号接着被馈送到电路10的GSM发送部分，在此发送部分，信号通过一个117MHz的中频被转换成用于传输的890-915MHz范围的信号，该117MHz的中频是13MHz参考频率的9倍。

控制与接口电路14还包含一个微处理器，这个微处理器与一个RAM18、一个快速程序存贮器16、一个EEPROM17以及一个人机接口35相连，人机接口35可以是例如一个键盘或显示器。

当电话处于GSM模式时，卫星通信电路21通过来自控制与接口电路14的控制信号使功率下降以节省电源。双模式合成器的未使用部分如压控振荡器31也使功率下降以节省电源。许多其它电池功率节省特性也可以引入，尤其是，当电话处于备用状态时，大多数时间可以使功率下降，只是在预定的情况下才激活以读取由GSM基站在电话分配寻呼时隙内发送的消息。

根据本发明的一种实施方案，当处于空闲状态的电话检测到所有GSM基站发的信号都变得比较微弱时，该电话利用GSM激活周期之间的空闲时间来激活卫星电路以便搜索卫星呼叫信道信号。处于卫星通信电路21中的卫星接收电路从双模式合成器34中接收本振信号。这可以根据微调环路原理以13MHz除以64乘以65的步骤来编程。与在前面提到的Gardener的书中的微调环路原理不同，本发明的合成器含有两个输出，一个输出来自适合于GSM通信的第一锁相环，而另一个输出来自适合于窄带或卫星系统的第二锁相环。由于电话必须在卫星工作与蜂窝工作之间的这种转换阶段中的两种模式之间迅速切换，因此两种环路都必须能较快地切换频率。通过与合成器的第二输出进行混频，卫星接收电路把接收到的信号转换成156.4MHz的第一中频，然后通过与13MHz参考频率乘以12的频率混频再转换成450KHz的第二中频。在这种方式中卫星模式信道间隔为13MHz/64除以65，等于3.125KHz。第二中频被硬限幅和处理以提取近似地正比于第二中频信号幅度的对数的RSSI信号。该经硬限幅的中频在控制与接口电路14中进一步被处理以提取与瞬时信号相位有关的信号。这些信号与来自A-D转换器13的经数字化的RSSI信号结合在一起并传给数字信号处理电路15，在那进行处理以检测卫星信号。如果检测到卫星信号并且GSM信号微弱，则电话发出一个撤消登记消息给GSM系统并且/或者发出一个登记消息给卫星系统。这些观点在美国专利申请NO.08/179,958题为“蜂窝卫星通信系统的定位登记”中作了描述，该技术已公开转让，在此引入作为参考。

因从GSM系统撤消登记，电话中的GSM电路断开或进入一种沉睡状态，而卫星接收器以及合成器的相关部分使功率上升以监听窄带卫星控制/寻呼信道。这种信道也优选地以这样的一种方式格式化以便使接收器只需要功率上升来接收用于寻呼该移动电话而分配的特定时隙(不同于沉睡状态的睡眠状态)。这就当电话处于空闲状态时、特别是对于能够达到合成器从短暂功率上升起迅速锁定的这样情况，节省了电池功率。而且，处于卫星格式的寻呼时隙之间的一些空闲时间可用来扫描GSM频率，以便电话能确定GSM基站信号何时再出现，从而起动转回到蜂窝模式。由于在任何给定时间总希望将使用容量有限的卫星系统的用户数减至最小，因而蜂窝模式是一种优选模式。因此，只有一小部分暂时处于蜂窝覆盖之外的电话是在卫星系统容量上的潜在负载，这样双模式移动用户数量可以比卫星系统单独所能支持的容量大许多倍。

由于得到一种用于便携电话的、性能足够稳定且体积小、成本低的参考频率振荡器的困难性，通常使用基站信号作为参考信号并通过产生如图1所示的一个自动频率控制信号(AFC)，作为从D-A转换器13到参考振荡器12的“电压控制”来把电话内部参考频率锁定到所接收的基站信号。

在使用卫星信号作为参考信号时由于多普勒偏移所引起的复杂性可通过在此引入作为参考的题为“卫星-移动通信系统中的频率误差校正”的美国专利申请NO.08/305,784所描述的发明来解决。在本发明中，AFC信号从对陆地网络信号和卫星发送信号两种信号进行处理之中获取。

上述系统是基于3.125KHz信道间隔的卫星模式，尽管本发明并没有限定于此。这是由在分频器22和23中的分频值65和64来确定。第一分频比因GSM比特率而产生，该GSM比特率是基于信道间隔的65倍的13MHz参考时钟。对于一个微调环路合成器，第二分频比与第一分频相差1，即64或66。在本发明的实施例中所选数为64，但并不限于此。

同样可能构成用于5MHz卫星模式信道间隔的本发明的双模式电话。在这种情况下使用一个39MHz的振荡器。这种实施方案在图2中加以说明，其中只示出了RF电路以及合成器的详细部分。基带集成电路块(即A-D转换器13)、控制与接口电路14、以及数字信号处理电路15仍与上述的相同。来自参考振荡器52的39MHz信号在数字分频器50和51中分别被进行39和40分频。因而分频器50产生了一个用于相位比较器48的1MHz的参考频率。然后，在被加到VCO40之前，参考频率在环路滤波器47中进行滤波。VCO40运行产生一个适合于GSM模式的本振信号，接着在分式-N分频器43中进行N1+dN1分频，分式-N分频器43所起的作用就如在美国专利NO.5,180,993以及经批准的美国专利申请NO.07/804,609中所公开的一样，在此都引入作为参考。dN1值可以控制为以1/5为步长从0到4/5，使得VCO40控制成1MHz的N1+dN1倍，步长为200KHz。

第二个VCO41运行产生一种用于卫星模式的合适的本振信号。该信号在混频器42中相对于VCO50的输出下变频至280-300MHz范围，接着在滤波器45中经低通滤波之后，在分频器44中以步长为1/5进行N2+dN2分频。该分频输出在相位检测器49中与分频器51的输出进行比较，而从相位检测器49出来的误差信号在用于控制VCO41之前在环路滤波器46中经滤波以使它的频率是(N2+dN2)39MHz/40+VCO50的频率。因此，VCO51的频率由以下给出。

[\frac{n 1}{39 \times 5} + \frac{n 2}{40 \times 5}] \times 39 MHz = \frac{5 \times 40 \times n 1 + 5 \times 39 \times n 2}{39 \times 5 \times 40 \times 5} \times 39 MHz = 40 n 1 + 39 n 2 \times 5 KHz

其中n1＝5(N1+dN1)并且n2＝5(N2+dN2)。结果是，通过改变整数n1和n2，可以产生如同假定的窄带卫星模式所需的以5MHz为步长的频率。这种所希望有的特性是通过利用分式-N和微调环路技术的结合而得到的，以便在各自的蜂窝和卫星频带同时实现200KHz和5KHz两种步长。两种合成器环路都以大约1MHz的参考频率工作而且可以含有宽的环路带宽以减小相位和频率噪声并得到快速的频率切换时间。

在1085MHz和1110MHz之间的VCO40的输出与在935-960MHz带宽中的GSM接收信号混频产生150MHz的第一中频。这个中频是故意选择的，使得用来把第一中频转换成6MHz的第二中频的第二本振信号(156MHz)是参考频率晶振(39MHz)的一个简单倍数，该信号由倍频电路53产生。另一方面，采用一个156MHz的晶体频率振荡器，而且以4将它分频以产生所需的39MHz，也是有利的。除此以外，任何倍频电路可以借助于一个谐波发生器加上一个谐波选择滤波器或者可以借助于一个简单的锁相环来实现。这些选择只是详细的设计选择问题，而且都处在本发明的双模式电话构思范围以内。考虑到成本经济的进一步安排是第二本地振荡器也能出于同样的目的用于卫星接收器部分。

卫星接收部分55对1525-1559MHz的卫星接收信号频带进行放大及滤波，该频带信号接着相对于VCO41的输出下变频以产生一个156.45MHz的固定中频。该固定中频相对于156MHz的第二中频进一步下变频以产生450MHz的最终中频。另外，根据只对在频率上低一个5KHz步长的卫星合成器进行编程，并选第一中频为156.455MHz，也有可能采用更标准的455KHz。6MHz(GSM)或450KHz(卫星)的最终中频如前所述被进行数字处理。通过利用分频器(56)，对39MHz参考频率进行了分频得到一个13MHz时钟，可提供给数字处理，从这个时钟可以得到所有的GSM比特率及帧周期。

相应的卫星和GSM模式发送部分在图3中加以说明。在GSM情况下，发送的频率必须是比接收频率低45MHz的频率，并且如果合成器是跳频的，发送的频率必须跟随变化。因此，发送信号可以借助于发送中频来产生，该发送中频比使用来自合成器的相同的高边混合频率而得到的接收中频高45MHz。所以，GSM发送信号首先在一个195MHz的中频处产生，该195MHz的中频是由倍频器61产生的39MHz参考频率的单纯的5倍。195MHz信号接着在分路器64中分成COS和SIN分量(或0和90度相移分量)，用来驱动I和Q调制器65和66。在本技术中，由方框62-64组成的正交相位调制器电路是大家知道的，但是各种优选的精心的改进在美国专利申请NO.08/305,702题为“具有集成分布式RC滤波器的正交相位调制器”中进一步讨论，因此在此引入作为参考。

在GSM情况下，所使用的GMSK调制是一种恒定包络即纯相位调制。因此只需要把所调制的195MHz信号的相位传递给输出频率而不需要还传递幅值变化。这可以借助于以下所描述的由单元68-73组成的相位传递环路来完成。195MHz调制信号首先在滤波器68中经低通滤波以除去在调制器65和66中产生的谐波。发送频率由驱动发送功率放大器73的VCO72产生。一部分VCO信号在混频器70中相对于来自合成器VCO40的本振信号下变频至195MHz。产生的195MHz信号在相位比较器69中与来自滤波器68的经调制的195MHz信号进行比较以产生一个相位误差信号。然后，该相位误差信号利用积分器71进行环路滤波并被加到VCO72的控制输入端以迫使它的相位和频率跟踪195MHz信号的相位调制。结果，所需的调制被传递到以发送频率工作的VCO72。这个相位传递环因高的相位比较频率而以高环路带宽工作，该高相位比较频率让环路易于跟踪所需的调制，并且从功率上升起在大约10μs内锁定。因此，整个电路可以按GSM TDMA的帧速率功率上升或下降，这样功率只是在发送时隙期间内消耗掉。

如果对于卫星模式选择恒定包络调制，卫星发送部分80当然也可以利用与GSM发送部分相同的原理。然而，为了说明本发明的通用性，已构成了方框80，它产生必须在发射机输出端再生的含有幅度和相位两种变化的线性调制。在本实施方案中，调制信号首先在一个发送中频上产生，该发送中频不必是合成器电路81的倍数。这是当卫星模式为频率双工并采用INMARSAT卫星的101.5MHz发送-接收频率间隔时的情况。那时使用的发送中频为257.95MHz。这个频率是如此接近于20×13MHz，以致于也可能使用260MHz，构成合成器VCO41的频率对传输侧偏移2.05MHz。这只是在对卫星选择时间-双工模式的时候才是可能的，这样使本振器即合成器输出不必同时用于发送和接收，而是交替使用。

对于线性调制，经过使用混频器89和带通滤波器90的直接上变频处理来消除不希望有的低混频成分，信号的幅度和相位变化都从257.95MHz向上变换到1626.5-1660.5MHz的发送频带。

借助于对基带处理部分和RF部分尤其是合成器部分中分量的大量共用，上述的发明的双模式电话同时达到了两种完全无关的通信标准和协议的实现。这是利用分式-N和微调环路两种技术的结合的新型的合成器结构的结果，以便同时产生在不同的频带内分别具有宽的和窄的信道间隔的频率。现在将结合图4在下面对构成这样一种合成器的一般原理加以描述。

图4说明第一电压控制振荡器100(或电流控制振荡器)，它的频率由来自环路滤波器(110)的输出信号加以控制。该环路滤波器含有一个广义低通频率响应，包括一个正比于输入信号积分的输出分量加上一个正比于输入信号的输出分量。美国专利NO.5,095,288公开了积分的和成正比的分量在频率变化期间怎样能独立地加以控制以便加速环路的瞬态稳定。该专利在此特意引入作为参考，并且阐述了相位检测器104和105以及环路滤波器110和111的一种优选结构。VCO100的频率通过利用分式-N分频器101进行可编程量N1+dN1/R1的分频，其中N1，dN1以及R1是整数。R1一般是一个固定的基数，例如10，同时N1表示分频比的整数部分，而dN1表示分数部分，即如果R1＝10，dN1表示1/10。例如，分数分频比通过对于1-dN1/R1的时间内的N1分频以及对于dN1/R1的时间内的N1+1分频而产生，尽管在现有技术中还有其它方法，且本发明也不仅限定于此。通过以这种方式在相邻整数间切换来近似分数部分，引起一种锯齿形误差分量或相位抖动，所有的分式-N技术设法以某种方式对此进行补偿以避免调制VCO频率的抖动以及引起不希望有的频谱边带。已批准的美国专利申请NO.07/804,609以及美国专利NO.5,180,993描述了一种适当的技术，这种技术与公开在美国专利NO.5,095,288中的相位比较器和环路滤波器的优选实施方案相一致，并且在此都引入作为参考。然而用于本发明的分式-N的精确技术对于本发明不是主要的，并且允许合成器以比相位比较器的参考频率小的可编程增量产生频率的任何技术的使用被认为是属于本发明的范围和构思之列。

相位比较器104配有一个参考频率，该参考频率是经过在参考分频器106中对晶体参考振荡器108的M1分频而得到，用来与分式分频器的输出进行比较。当环路从一个瞬态转变到N1或dN1的编程而稳定下来时，VCO的频率f1将得到值为N1+dN1/R1乘以晶体频率Fref及除以M1，如以下表明：

f 1 = (N 1 + dN 1 / R 1) \cdot Fref / M 1 = (R 1 \cdot N 1 + dN 1) \cdot \frac{Fref}{M 1 \cdot R 1}

第二VCO103工作于频率f2，f2与来自VCO100的频率f1在混频器109中混频，产生和频或差频或两者都有。一般说来，差频是更想要的，并可以借助于未加以图示的低通滤波器来选择。差频f2-f1接下来在第二分式分频器102中以如同在分频器101中执行的同样的方式进行用N2+dN2/R2的分频。相位检测器105则把该结果与通过参考分频器107产生的经M2分频的晶体频率进行比较，并且向VCO103反馈一个控制信号，以使差额f2-f1或(f1-f2)得以控制，结果等于：

f 2 - f 1 = (R 2 \cdot N 2 + dn 2) \cdot \frac{Fref}{M 2 \cdot R 2}

因此

f 2 = f 1 + (R 2 \cdot N 2 + dN 2) \cdot \frac{Fref}{M 2 \cdot R 2} =

= [\frac{(R 1 \cdot N 1 + dN 1)}{M 1 \cdot R 1} + \frac{(R 2 \cdot N 2 + dN 2)}{M 2 \cdot R 2}] \cdot Fref

使R1·N1+dN1＝n1且R2·N2+dN2＝n2，

f 2 = (M 2 \cdot R 2 n 1 + M 1 \cdot R 1 \cdot n 2) \cdot \frac{Fref}{N 1 \cdot R 1 \cdot M 2 \cdot R 2}

因此通过选择n1和n2(即对N1、d N1、N2及dN2的所有比特编程)以使M2·R2·n1+M1·R1·n2以步长为1增加，频率用经M1·R1·M2·R2分频的晶体频率的间隔来控制。

例如，假设M2·51，R2＝5，M2·R2＝255

并且M1＝32，R1＝8，M1·R1＝256

那么 f2＝(256·n2+255·n1)Fref/(255×256)

如选择Fref-6.528MHz，则使f2可以以100Hz的步长被编程，而相位比较器分别以204KHz和128KHz的参考频率工作。

众所周知如何把由256·n2+255·n1给出的100Hz的所需倍数N分解成整数n1和n2。如果N以二进制形式表示，那么n1将只是最低有效8比特字节的二进制分量，而n2将是剩下的最高有效字节或字节数减n2加1。现利用已知的限制，由于n2不能为负数，所需频率的最高有效字节必须至少等于n1-1的最大值。这种低频限制数值相当于晶体频率，但是如果合成器的目的是产生比晶体频率高得多的频率，这不成问题。对于M2·R2和M1·R1，没有必要为只相差1。然而，它们应当优选为互质数。

当M1＝M2时出现一种特殊情况。在这种情况下，两个参考分频器106和107可以简化成一个单独的参考分频器M，则f2的表达式变成：

f 2 = (R 2 \cdot n 1 + R 1 \cdot n 2) \cdot \frac{Fref}{M \cdot R 1 \cdot R 2}

例如，如果R2＝4以及R1＝5，可对相位比较器参考频率Fref/M的1/20的频率步长进行编程。也有可能选择R2＝8以及R1＝5。那么，R2·n1+R1·n2可以通过以下序列从起始点n1、n2开始，以1为增量步级数：

No＝8n1+5n2

No+1＝8(n1-3)+5(n2+5)

No+2＝8(n1-6)+5(n2+10)

No+4＝8(n1-12)+5(n2+20)

No+5＝8n1+5(n2+1)

No+6＝8(n1-3)+5(n2+1+5)

No+7＝8(n1-6)+5(n2+1+10)

No+8＝8(n1+1)+5n2

No+9＝8(n1+1-3)+5(n2+5)

等

因此，本发明的产生200KHz的GSM步长以及5KHz的卫星模式步长的一种可能实现方法是以Fref＝13MHz，M1-65来进行工作以使得包括VCO100的环路在没有分式-N插入的情况下给出200KHz步长，但在卫星模式下包括VCO100的环路并有分式-N插入的情况下有R1＝5，在包括VCO103的第二环路中有R2＝8。因此，在卫星模式下，步长将是200KHz/(5×8)等于5KHz。

本领域的那些普通技术人员应当理解，本发明可以在没有脱离其构思或基本特征的情况下体现在其它的具体形式中。因此目前所公开的实施方案是从各方面来考虑以使之直观并且不受到限制的。本发明的范围由所附的权利要求而不是前述描述来指明，并且在其等效的意义和范围内的所有变化都将包含于其中。

Claims

1.一种无线电话装置，具有在通过一个陆地蜂窝网络进行工作和通过一个轨道卫星系统进行工作之间进行切换的能力，包括：

第一天线和第一射频装置，用于接收由所述陆地蜂窝网络发送的信号，并且形成用于其后的数字译码的第一条件信号；

第二天线和第二射频装置，用于接收由所述轨道卫星系统发送的信号，并且形成用于其后的数字译码的第二条件信号；

数字译码装置，用于对所述第一条件信号或所述第二条件信号进行处理以提供一个自动频率控制信号；

射频合成器装置，含有一个连到所述第一射频装置的以第一可编程频率进行输出的第一输出，以确定对所述陆地蜂窝网络信道频率的接收，以及一个连到所述第二射频装置的以第二可编程频率进行输出的第二输出，以确定对所述轨道卫星系统的信道频率的接收。

2.根据权利要求1的无线电话装置，其特征在于，进一步包含：

参考频率振荡器装置，由所述自动频率控制信号控制以提供一个参考频率信号至所述射频合成器装置。

3.根据权利要求1的无线电话装置，其特征在于，其中所述射频合成器装置是一个双环路射频合成器，进一步包括：

第一锁相环路，带有所述第一输出，其频率为所述第一可编程频率和连接至所述第一射频装置以确定所述陆地蜂窝网络的一个信道频率上的接收；和

第二锁相环路，带有所述第二输出信号，其频率为所述第二可编程频率和连接至所述第二射频装置以确定所述轨道卫星系统的一个信道频率上的接收，其中所述第二可编程频率是与所述第一输出可编程频率的偏移。

4.根据权利要求2的无线电话装置，其特征在于，其中所述射频合成器装置是一个双环路射频合成器，进一步包括：

第一锁相环路，它使用所述参考频率信号并带有所述第一输出，其频率为所述第一可编程频率和连接至所述第一射频装置以确定所述陆地蜂窝网络的一个信道频率上的接收；和

第二锁相环路，带有所述第二输出信号，其频率为所述第二可编程频率和连接至所述第二射频装置以确定所述轨道卫星系统的一个信道频率上的接收。

5.一种频率合成器，用于提供在第一频带范围内可在第一频率步长上编程的第一输出信号以及在第二频带范围内可在第二频率步长上编程的第二输出信号，包括：

第一参考分频器装置，用于以第一整数分频参考频率，以产生第一比较频率；

第二参考分频器装置，用于以第二整数分频所述参考频率，以产生第二比较频率；

第一可控振荡器装置，用于产生第一输出频率并且含有一个用于第一频率控制信号的输入端；

第一分式-N分频器装置，用于以含有第一整数部分和第一分数部分两部分的第一可编程量来分频所述第一输出频率，以产生第一环路频率；

第一相位和频率比较器装置，用于把所述第一环路频率与所述第一比较频率进行比较，以产生第一误差信号；

第一环路滤波器装置，用于对所述第一误差信号进行处理以获得所述第一频率控制信号；

第二可控振荡器装置，用于产生第二输出频率，并且含有用于第二频率控制信号的输入端；

混频装置，用于产生含有来自所述第一和第二可控振荡器装置的输入的差频信号；

第二分式-N分频器装置，用于以含有第二整数部分和第二分数部分的第二可编程量来分频所述差频分频以产生第二环路频率；

第二相位和频率比较器装置，用于把所述第二环路频率与所述第二比较频率进行比较，以产生第二误差信号；

第二环路滤波器装置，用于对所述第二误差信号进行处理以获得所述第二频率控制信号；其中双模式便携无线电/电话用来提供在第一模式下用第一信道间隔隔开的若干信道中的任一信道上的发送或接收，或者提供在第二模式下用第二信道间隔隔开的若干信道中的任一信道的发送或接收。

6.一种为无线电话在陆地蜂窝网络和轨道卫星系统之间进行切换操作的方法，包括以下步骤：

在第一天线和第一射频装置中接收从所述陆地蜂窝网络发送的信号；

形成用于其后的数字译码的第一条件信号；

在第二天线和第二射频装置中接收从所述轨道卫星系统发送的信号；

形成用于其后的数字译码的第二条件信号；

用数字译码装置处理所述第一条件信号或所述第二条件信号以产生一个自动频率控制信号；

提供由参考频率振荡器装置产生的参考频率信号，参考频率振荡器装置由所述自动频率控制信号控制；

使用所述参考频率信号，确定所述陆地蜂窝网络的一个信道频率的接收，陆地蜂窝网络带有射频合成装置，其输出为第一可编程频率并连接至所述第一射频装置；和

确定所述轨道卫星系统的一个信道频率的接收，所述轨道卫星系统带有频率为第二可编程频率的第二输出并连接至所述第二射频装置。

7.根据权利要求6的方法，其特征在于，其中所述装置被控制成在不同时间接收来自所述陆地蜂窝网络和所述轨道卫星系统的信号。

8.根据权利要求6的方法，其特征在于，其中当所述陆地网络在足够的信号强度下可供使用时，所述自动频率控制信号通过对从所述陆地蜂窝网络所接收的信号的处理而被确定，否则，当所述轨道卫星系统可供使用时，通过从所述卫星系统接收的信号的处理而被确定。

9.根据权利要求6的方法，其特征在于，其中当信号是从卫星系统接收，并且从陆地蜂窝网络收到的信号微弱时，该电话发出一个撤消登记信号给蜂窝系统。

10.根据权利要求6的方法，其特征在于，其中当信号是从卫星系统接收，并且从陆地蜂窝网络系统收到的信号微弱时，该电话发出一个登记信号给卫星系统。

11.根据权利要求6的方法，其特征在于，其中当信号是从卫星系统接收，并且从陆地蜂窝网络接收的信号微弱时，该电话发出一个撤消登记信号给陆地蜂窝网络并且发出一个登记信号给卫星系统。

12.根据权利要求9的方法，其特征在于，其中所述第一天线和射频装置在发出撤消登记信号之后进入一种能量节省的沉睡状态。

13.根据权利要求10的方法，其特征在于，其中所述第二天线和射频装置当发出登记信号时使功率上升而脱离沉睡状态。