CN1051414C - 具有改进的音调抑制的∑－△调制器及其方法 - Google Patents

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Abstract

一种∑－Δ调制器对其第一级电路的反馈信号的频率特性在调制器的半时钟频率fs/2上进行衰减。不需复杂的高频振动电路便可使调制器实际上消除先前∑－Δ调制器中特有的带内音调。在实施例中，∑－Δ调制器中包括有一个在反馈环路内的两抽头FIR滤波器。该FIR滤波器对第二级电路输出中的过渡沿进行平滑。这种电路结构既可应用于数模转换器的∑－Δ调制器中，也可应用于模数转换器的∑－Δ调制器中。

Description

具有改进的音调抑制的∑－△调制器及其方法
本发明涉及数据转换器，具体涉及用于数/模转换器和模/数转换器的∑-Δ调制器。
在数据转换器中应用两种基本技术，即∑-Δ技术和电阻或电容分压器技术。∑-Δ技术很有吸引力，这是因为它依靠精密的定时而不依靠精密匹配芯片上诸如电阻之类的元件来达到高的分辨率的缘故。尽管制作薄膜的、激光修整的模拟元件所需的专门技术很难做到；但在半导体工业中获得高速数字开关的能力是很容易的。∑-Δ调制器可用于模/数转换器(ADC)和数/模转换器(DAC)。
在DAC中所应用的基本的∑-Δ调制器接收一个输入信号，该输入信号与输出信号的负反馈信号相加，可提供一个误差信号。该误差信号被衰减，再经由一个积分器处理，可提供输出信号。∑-Δ调制器能使量化噪声成形在通带外，它在那里将被滤除掉。
然而，∑-Δ调制器有严重的缺点，就是在通带内会产生不需要的音调。这些不需要音调具有与输入信号的直流偏置有线性关系的频率。对于接近信号地电平的小输入信号产生这些不需要信号是有害的。而且，在输入信号接近地电平的时候，收听者很容易听见不需要的音调。对于∑-Δ调制器为何会产生这种不需要音调的一种普遍承认的解释是∑-Δ调制器创生出多种图形的(Pattern)噪声，来溶解输入信号中微小的增量变化。在一个二阶∑-Δ调制器中，对两级电路用以作为反馈信号的单一比特输出只有有限个数的图形，来代表信号地电平附近的小输入信号，这些图形具有大的瞬时误差，从而导致这些图形的噪声在该调制器中还会谐振。据此，现有需要一种能够减少或消除这些带内音调的∑-Δ调制器。
为此，根据本发明的一种形式，这里提供一种具有改进的音调抑制的∑-Δ调制器，它包括：第一级电路、第二级电路、一个滤波器部分和一个反馈部分。第一级电路具有：一个输入端，用于接收输入信号；一个反馈输入端，用于接收第一反馈信号；以及一个输出端，提供第一输出信号。第二级电路具有：一个输入端，与第一级电路输出端连接；一个反馈输入端，用于接收第二反馈信号；以及一个输出端，提供第二输出信号。该滤波器部分与第一和第二级电路相耦合。滤波器部分对第二输出信号频率等于∑-Δ调制器时钟频率一半的第二输出信号频域特性进行衰减，以提供出一个滤波信号。该滤波器部分提供出滤波信号用以作为第一反馈信号。反馈部分响应第二输出信号，提供第二反馈信号。∑-Δ调制器响应第二输出信号，提供一个输出信号。
根据本发明的另一种形式，这里提供一种用以改进∑-Δ调制器音调抑制的方法。输入信号先经∑-Δ调制器的第一级电路的处理，第一级电路的输出信号再经∑-Δ调制器的第二级电路的处理。对于第二级电路输出信号的频率接近等于∑-Δ调制器时钟频率一半的频域特性进行衰减，以提供一个滤波信号。该滤波信号提供给第一级电路作为一个反馈信号。∑-Δ调制器响应第二级电路的输出信号，提供一个输出信号。
本发明的这些特性和优点通过参照以下附图和参阅下文详细描述可以得到更清楚的了解。
图1示出先有技术的二阶∑-Δ调制器的部分方框图和部分逻辑电路图。
图2示出本发明的、适用于数/模转换器的∑-Δ调制器的部分方框图、部分逻辑电路图和部分电路原理图。
图3示出图2所示的信号的定时图。
图4示出图1和图2所示的∑-Δ调制器在频率域内频率响应特性的比较图。
图5示出本发明的、适用于模/数转换器的∑-Δ调制器的部分方框图和部分逻辑图。
参照图1，该图示出先有技术的二阶∑-Δ调制器20。∑-Δ调制器20适用于数/模转换器，它接收一个标记为“DIN”的n比特数字输入信号，据此提供一个标记为“AOUT”的模拟输出信号。调制器20是一个二阶∑-Δ调制器，具有第一级电路30和第二级电路40。每级电路都从其输入信号中减去一个相应的反馈信号，并由此提供一个误差信号，再将此误差信号衰减，可提供一个衰减信号，再将该衰减信号积分，可提供一个输出信号。
第一级电路30包括：一个加法器31、一个放大器32、一个加法器33和一个延时单元34。加法器31具有一个接收DIN的正输入端、一个接收AOUT的负输入端和一个提供n比特总和值的输出端。放大器32具有一个与加法器31的输出端相连接的输入端和一个输出端，它将输入端的信号乘以1/2，以在输出端提供一个信号值。加法器33具有一个与放大器32的输出端相连接的第一正输入端、一个第二正输入端和一个提供总和值的输出端。延时单元34具有一个与加法器33的输出端相连接的输入端和一个与加法器33的第二正输入端相连接的输出端。加法器33和延时单元34相结合组成一个第一数字积分器。
第二级电路40包括：一个加法器41、一个放大器42、一个加法器43和一个延时单元44。加法器41具有一个与加法器33的输出端相连接的正输入端、一个用以接收信号AOUT的负输入端和一个输出端。放大器42具有一个与加法器41的输出端相连接的输入端和一个输出端，该放大器将输入端的信号乘以1/2，以在输出端提供一个输出信号。加法器43具有一个与放大器42的输出端连接的第一正输入端、一个第二正输入端和一个提供总和值的输出端。延时单元44具有一个与加法器43的输出端连接的输入端及一个输出端作为第二级电路40的输出端。加法器43和延时单元44相结合组成一个第二数字积分器。
一个附加的延时单元45具有一个与第二级电路40的输出端连接的输入端及一个输出端。在∑-Δ调制器中，在第一级电路30的反馈回路内提供延时单元45，用以提高稳定性。∑-Δ调制器20在其输出端上提供输出信号AOUT作为延时单元45输出的最高有效比特(MSB)；不过，∑-Δ调制器20也用加法器43的输出或延时单元44的输出作为其输出。
∑-Δ调制器20是一个常规的二阶∑-Δ调制器，它能依靠对量化噪声形成在带外以达到高的信号对噪声加失真比。然而，由于∑-Δ技术的自身性质，故∑-Δ调制器20对音调是敏感的。因此，希望有一种对这类音调的敏感性降低的∑-Δ调制器。
图2以示出本发明的二阶∑-Δ调制器50的方框图。∑-Δ调制器50与∑-Δ调制器20一样，接收输入信号DIN，并提供出输出信号AOUT以作为响应；然而，∑-Δ调制器50显著地减小了通带内不希望的音调。∑-Δ调制器50通常包括：第一级电路60、第二级电路70、一个抽头的FIR(有限冲激响应)滤波器80和输出部分90。
第一级电路60包括：一个加法器61、一个放大器62、一个加法器63和一个延时单元64。加法器61具有一个接收DIN的正输出端、一个接收第一反馈信号的负输入端以及一个提供n比特总和值的输出端。放大器62具有一个与加法器61的输出端相连接的输入端和一个输出端，在输出端提供一个输出信号值是输入端的信号乘以1/2。加法器63具有一个与放大器62的输出端相连接的第一正输入端、一个第二正输入端以及一个提供总和值的输出端。延时单元64具有一个与加法器63的输出端相连接的输入端和一个与加法器63的输入端相连接的第二正输入端。加法器63和延时单元64相结合以组成一个第一数字积分器。
第二级电路70包括：一个加法器71、一个放大器72、一个加法器73和一个延时单元74。加法器71具有一个与加法器63的输出端相连接的正输入端、一个接收第二反馈信号的负输入端以及一个输出端。放大器72具有一个与加法器71的输出端相连接的输入端和一个输出端，它将在输出端提供一个信号值是输入端的信号乘以1/2。加法器73具有一个与放大器72的输出端相连接的第一正输入端、一个第二正输入端以及一个提供总和值的输出端。延时单元74具有一个与加法器73的输出端相连接的输入端和一个与加法器73的第二正输入端相连接的输出端。加法器73和延时单元74相结合以组成一个第二数字积分器。
FIR滤波器80包括：单一比特延时单元81和82、一个加法器83和一个乘法器84。延时单元81具有一个与加法器73的输出端相连接的、接收MSB的输入端和一个与加法器71的负输入端相连接的、提供第二反馈信号的输出端。延时单元82具有一个与延时单元81的输出端相连接的输入端和一个输出端。加法器83具有一个与延时单元81的输出端相连接的第一正输入端、一个与延时单元82的输出端相连接的第二正输入端以及一个提供第一反馈信号的输出端。放大器84具有一个与加法器83的输出端相连接的输入端和一个输出端，它在输出端提供一个输出信号值是将输入端的信号乘以1/2。请注意，另一种可替代的方案是，由延时单元81引入的延时可以在第一级电路60或第二级电路70中以前向延时来实现。
输出部分90包括：电阻91和92。电阻91具有一个与延时单元82的输出端相连接的第一端子和一个提供信号AOUT的第二端子，即输出端子。电阻92具有一个与延时单元81的输出端相连接的第一端子和一个与电阻91的第二端子相连接的第二端子即输出端子。电阻91和92最好阻值相同。输出部分90是可选择的，加法器73、延时单元81或延时单元82的MSB输出也可作为单一比特的模拟输出。
FIR滤波器80设在∑-Δ调制器50的反馈环路内，是一个在fs/2频率上具有零点的两抽头FIR滤波器，这里的fs是调制器时钟频率。乘法器84输出端上的第一反馈信号是一个三电平信号，它对量化器在两个时钟周期上的过渡沿进行平滑。乘法器84提供一个2比特的反馈信号，它们对应于DIN中的最高有效比特和次最高有效比特。然而。∑-Δ调制器50应用第二级电路70的未滤波输出作为第二反馈信号(先经过延时单元81中一个时钟周期的延时)，这是因为，FIR滤波器80的附加相位延时会使第二级电路70的响应特性变化。∑-Δ调制器50因有2比特的输出，比之图1中的∑-Δ调制器20略有改善的信噪比(SNR)；但因这2比特被均等地加权而只能代表三个量化电平，所以信噪比改善量并不具有完满的6分贝(dB)。
∑-Δ调制器50的频率特性与图1所示的∑-Δ调制器20的频率特性基本相同，只因∑-Δ调制器50可在fs/2频率上有FIR滤波器80提供(sinX)/X的响应。这种平均的反馈实际上消除了DIN接近信号地电平时带内音调的出现。∑-Δ调制器50仅依靠FIR滤波器80的附加元件而不需要复杂的高频振动电路便可显著地减小这些音调。∑-Δ调制器50对于在1/4至3/4满度范围内的DIN偏移产生出带内音调，这些带内音调所具有的幅度比∑-Δ调制器20产生的类似的带内音调要小；并且非中心的操作对于一个音频信号转换器代表了一种不平常的运行状态。
∑-Δ调制器50中的各单元可应用常规的数字逻辑电路来实现。加法器61、63、71、73和83可用全加器来实现；乘法器62、72和84可以将二进制输入信号右移一个比特位来实现；延时单元64、74、81和82可利用由调制器时钟定时的D触发器来实现。∑-Δ调制器50最好用CMOS逻辑电路来实现，CMOS逻辑电路的功耗较低，速度较快；当然，也可以用其它的晶体管电路技术来实现。
图3示出图2所示的信号的定时图。第一个信号标为“时钟”，代表∑-Δ调制器50的频率为fs的高速时钟信号。第二个信号标记为“数据”，代表延时单元81的一种可能的输出。第三个信号标记为“延时的数据”，是延时单元82的输出。第四个信号标记为“FIR滤波器输出”，代表加法器83的输出或相当于乘法器84的输出。数据和延时的数据两者都是具有“0”值或“1”值的单一比特信号，在图3中已标明了。然而，FIR滤波器输出是一种能代表三电平的2比特数字信号，在图3中示为“0”、“1/2”和“1”。
在图3中标记为“t1”的时期所表明的第一部分内，∑-Δ调制器50提供出一种以频率为fs/2的0和1交替结构的信号。当DIN接近中间标度时会发生这种情况。FIR滤波器输出将保持在1/2恒定值上，从而避免了在∑-Δ调制器50中造成图形噪声的锐陡过渡沿。在标记为“t2”的第二时期内，数据交替地为两个时钟周期的“1”电平及其后随的两个时钟周期的“0”电平。t2期间，数据以fs/4频率变化。因有三电平，故FIR滤波器输出仍然可提供某些平滑量，以防止锐陡的过渡沿。
图4示出一个频率域内对图1和2所示的∑-Δ调制器的频率响应特性相比较的曲线图。在图4中，水平轴表示频率，垂直轴表示AOUT的幅度(dB)值。第一条曲线与先有技术的∑-Δ调制器20和∑-Δ调制器50的第二反馈信号有关，其响应特性是，从0频率起每倍频程上升12dB，并在fs/2频率附近比较平坦。然而，与∑-Δ调制器50有关的第二条曲线在fs/2频率附近呈下陷的特性，这对一个DAC来说，在fs/2频率上有无限的衰减，对一个ADC来说，这下陷衰减取决于FIR滤波器内加法器中元件的匹配情况。由于对fs/2频率上信号能量的衰减，∑-Δ调制器50实际上消除了由于接近基底电平的信号输入的图形噪声而产生的音调。
图5示出根据本发明的∑-Δ调制器100的方框图，它适合于在模/数转换器中应用。对于∑-Δ调制器100中与∑-Δ调制器50内元件相同的那些元件，用相同的参考数字标出。∑-Δ调制器100包括：第一级电路60、第二级电路70、量化器110、FIR滤波器80和一个反馈回路中的DAC120。∑-Δ调制器100接收一个模拟输入信号标记为AIN，提供出一个数字输出信号标记为“DOUT”作为响应。∑-Δ调制器100是一个二阶∑-Δ调制器，具有以模拟元件构成的两级电路。每级电路从一个输入信号中减去一个相应的反馈信号，提供一个误差信号，将此误差信号衰减以提供一个衰减的信号，再对此衰减的信号积分，提供一个输出信号。第一级电路60、第二级电路70和FIR滤波器80的结构与图2中相应的电路相同。不过，第一级电路60和第二级电路70是用模拟元件构成的，按照模拟信号方式工作。在FIR滤波器80中，延时单元81和82是数字式的，但加法器83和乘法器84是模拟式的。加法器83可以用电阻加法电路来实现，诸如可采用输出部分90中使用的电阻91和92那样的均等加权电阻。请注意，由于FIR滤波器80在fs/2频率处陷波和∑-Δ调制器100响应于较低的频率，因此加法器83中电阻的匹配和乘法器84的精确度对于∑-Δ调制器100的工作来说都不严格要求。量化器110连接在第二级电路70的输出端与FIR滤波器80的输入端之间，将第二级电路70的模拟输出信号转换成一个1比特的数字信号。
DAC120将延地单元81的输出信号转换成一个适合于在模拟的第二级电路70中应用的模拟信号。
∑-Δ调制器100的大部分单元可应用常规的模拟元件构成。加法器83可以用电阻加法器之类的电路来构成；乘法器62、72和84可以用运算放大器来构成；第一级电路60和第二级电路70中的积分器可以用开关电容积分器之类的电路来构成；如前所述，延时单元81和82可以用由调制器时钟定时的D触发器来构成。
虽然本发明已借助一个优选实施例说明了，但本领域技术人员显然理解，本发明能以极多的方式进行修改，并可设计许多实施例，它们不同于具体列出的和上面说明的实施例。例如，调制器可依靠包含附加的电路级以使得其阶数高于二阶。还有，实施例中的DAC的模拟信号输出可以取自第二级电路的输出或者取自FIR滤波器的两个抽头其中之一。再有，每个调制器部分可以用各种各样的电路单元来构成。为此，所附的权利要求书意在覆盖对本发明的所有修改，它们都归于本发明的精神实质和范畴之内。

Claims (10)

1.一种具有改进的音调抑制的∑-Δ调制器(50)，其特征在于：
一个第一级电路(60)，它具有一个输入端，用于接收输入信号；一个反馈输入端，用于接收第一反馈信号；以及一个输出端，用于提供第一输出信号，所述的第一级电路(60)从所述的输入信号中减去所述的第一反馈信号，来提供出一个第一误差信号，并对第一误差信号采用第一传送功能以便提供出所述的第一输出信号；
一个第二级电路(70)，它具有一个输入端，与所述第一级电路的所述输出端相连接；一个反馈输入端，用于接收第二反馈信号；以及一个输出端，用于提供第二输出信号；所述的第二级电路(70)从所述的第一输出信号中减去所述的第二反馈信号来提供出一个第二误差信号，并对所述的第二误差信号采用第二传送功能，以便提供出所述的第二输出信号；
滤波器装置(80)，它与所述第一级电路(60)和第二级电路(70)相耦合，用以在接近∑-Δ调制器(50)的时钟频率一半的频率上对所述第二输出信号的频率特性进行衰减，以提供一个滤波的信号，并将所述滤波的信号作为所述第一反馈信号来提供；及
反馈装置(81)，它与所述第二级电路(70)相耦连，用以响应所述的第二输出信号来提供出所述的第二反馈信号；
所述的∑-Δ调制器(50)响应所述第二输出信号，提供出一个输出信号。
2.根据权利要求1所述的∑-Δ调制器(50)，其特征在于，所述的滤波器装置是一个有限冲激响应(FIR)滤波器(80)，它具有一个输入端，与所述第二级电路(70)的所述输出端相连接，和一个输出端，与所述第一级电路(60)的所述反馈输入端相连接，用于提供所述的第一反馈信号。
3.根据权利要求2所述的∑-Δ调制器(50)，其特征在于，所述FIR滤波器(80)包括：
一个第一延时单元(81)，它具有一个输入端用于接收所述第二输出信号，和一个输出端；
一个第二延时单元(82)，它具有一个输入端与所述的第一延时单元(81)的所述输出端相连接，和一个输出端；
一个求和装置(83)，它具有一个第一正输入端，与所述第一延时单元(81)的所述输出端相连接；一个第二正输入端，与所述第二延时单元(82)的所述输出端相连接；以及一个输出端；
一个乘法器(84)，它具有一个输入端，与所述的第三求和装置(83)的所述输出端相连接，和一个输出端，与所述的第一求和装置(60)的所述负输入端相连接、用以提供所述第一反馈信号。
4.根据权利要求1所述的∑-Δ调制器(50)，其特征在于，所述的第一传送功能包括积分。
5.根据权利要求1所述的∑-Δ调制器(100)，其特征在于：
一个量化器(110)，它具有一个输入端，与所述的第二级电路(70)的所述输出端相连接，和一个输出端，用于提供第二输出信号的量化型式；
其中所述的滤波器装置(80)在接近所述的∑-Δ制器器(50)的时钟频率一半的频率上对所述第二输出信号的量化型式的频率域特性进行衰减，以便提供所述的滤波信号。
6.根据权利要求5所述的∑-Δ调制器(100)，其特征在于，所述的滤波器装置(80)的是一个有限冲激响应(FIR)滤波器(80)，它具有一个输入端，与所述量化器(110)的所述输出端相连接，和一个输出端，与所述的第一级电路(60)的所述反馈输入端相连接，用以提供所述第一反馈信号。
7.根据权利要求6所述的∑-Δ调制器(100)，其特征在于，所述FIR滤波器(80)包括：
一个第一延时单元(81)，它具有一个输入端，用于接收所述第三输出信号，和一个输出端；
一个第二延时单元(82)，它具有一个输入端与所述第一延时单元(81)的所述输出端相连接，和一个输出端；
一个求和装置(83)，它具有一个第一正输入端，与所述第一延时单元(81)的所述输出端相连接；一个第二正输入端，与所述第二延时单元(82)的所述输出端相连接；及一个输出端；
一个乘法器(84)，它具有一个输入端，与所述第三求和装置(83)的所述输出端相连接；以及一个输出端，与所述第一级电路(60)的所述反馈输入端相连接，用于提供所述第一反馈信号。
8.根据权利要求5所述的∑-Δ调制器(100)，其特征在于，所述的第一传送功能包括积分。
9.一种用于改进∑-Δ调制器(50)和音调抑制的方法，其特征在于，包括以下步骤：
利用第一传送功能，滤除所述的∑-Δ调制器(50)的第一级电路(60)中的输入信号与第一反馈信号之间的差别；
利用第二传送功能，滤除所述的∑-Δ调制器(50)的第一级电路(60)的输出与第二级电路(70)中的第二反馈信号之间的差别；
在接近∑-Δ调制器(50)的时钟频率一半的频率上对所述的第二级电路(70)的输出信号的频率域特性进行衰减，以提供一个滤波的信号；
将所述滤波的信号作为所述的第一反馈信号提供给所述的第一级电路(60)；
响应所述的第二输出信号，将所述的第二反馈信号提供给所述的第二级电路(70)；及
响应所述的第二级电路(70)的输出，提供所述的∑-Δ调制器(50)的输出信号。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述的对频率特性进行衰减的步骤包括以下步骤，在FIR(有限冲激响应)滤波器(80)中在接近所述频率上对所述的第二级电路(70)的所述输出信号的频率域特性进行衰减，以提供所述的滤波信号。
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Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5561424A (en) * 1993-04-30 1996-10-01 Lucent Technologies Inc. Data converter with minimum phase fir filter and method for calculating filter coefficients
US5574452A (en) * 1994-02-15 1996-11-12 Rockwell International Corporation Single bit bandpass analog-to-digital converter
US5585727A (en) * 1995-01-17 1996-12-17 Western Atlas International, Inc. Apparatus for measuring resistivity of an earth formation using delta-sigma digital signal generation and sigma-delta digital detection system
DE69616222T2 (de) * 1995-04-03 2002-07-18 Koninkl Philips Electronics Nv Vorrichtung zur konversion von quadratursignalen
US5777512A (en) * 1996-06-20 1998-07-07 Tripath Technology, Inc. Method and apparatus for oversampled, noise-shaping, mixed-signal processing
US5729225A (en) * 1996-09-23 1998-03-17 Motorola, Inc. Method and apparatus for asynchronous digital mixing
WO1998049775A1 (en) * 1997-05-01 1998-11-05 Murphy, Timothy, M. Apparatus and method for a low power digital filter bank
US5835038A (en) * 1997-05-08 1998-11-10 Burr-Brown Corporation DC dither circuitry and method for delta-sigma modulator
US6603812B1 (en) * 1998-08-17 2003-08-05 Linear Technology Corporation Hardware implementation of a decimating finite impulse response filter
US6535153B1 (en) 1999-02-04 2003-03-18 Med-El Electromedizinische Gerate Ges.M.B.H. Adaptive sigma-delta modulation with one-bit quantization
US6885326B2 (en) * 1999-02-04 2005-04-26 Med-El Elektromedizinische Geraeta Gmbh Accumulator for adaptive Σ-Δ modulation
US6137429A (en) * 1999-03-08 2000-10-24 Motorola, Inc. Circuit and method for attenuating noise in a data converter
IT1313392B1 (it) * 1999-07-19 2002-07-23 St Microelectronics Srl Convertitore ea analogico/digitalte con dither adattativo.
JP3407871B2 (ja) * 1999-09-17 2003-05-19 日本電気株式会社 アナログデジタル混在δς変調器
US6326912B1 (en) * 1999-09-24 2001-12-04 Akm Semiconductor, Inc. Analog-to-digital conversion using a multi-bit analog delta-sigma modulator combined with a one-bit digital delta-sigma modulator
WO2003052939A2 (en) * 2001-12-18 2003-06-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Sigma delta a/d converter with firdac converter
ATE342611T1 (de) 2002-03-20 2006-11-15 Freescale Semiconductor Inc Analog-digital sigma-delta modulator mit fir- filter
WO2003084074A1 (en) 2002-03-28 2003-10-09 Med-El Elektromedizinische Geräte G.M.B.H. A system and method for adaptive sigma-delta modulation
US7034728B2 (en) * 2004-08-11 2006-04-25 Raytheon Company Bandpass delta-sigma modulator with distributed feedforward paths
US7860189B2 (en) * 2004-08-19 2010-12-28 Intrinsix Corporation Hybrid heterodyne transmitters and receivers
KR100801034B1 (ko) * 2006-02-07 2008-02-04 삼성전자주식회사 지연된 클럭 신호들을 이용하여 시그마-델타 변조시노이즈을 줄이는 방법과 이를 이용한 프랙셔널 분주 방식의위상고정루프
WO2007120400A1 (en) * 2006-04-16 2007-10-25 Intrinsix Corporation Mismatch-shaping dynamic element matching systems and methods for multi-bit sigma-delta data converters
US7375666B2 (en) * 2006-09-12 2008-05-20 Cirrus Logic, Inc. Feedback topology delta-sigma modulator having an AC-coupled feedback path
US7423567B2 (en) * 2006-09-12 2008-09-09 Cirrus Logic, Inc. Analog-to-digital converter (ADC) having a reduced number of quantizer output levels
US8195221B2 (en) * 2008-06-30 2012-06-05 Intel Corporation Loop delay compensation for continuous time sigma delta analog to digital converter
GB2466669B (en) * 2009-01-06 2013-03-06 Skype Speech coding
GB2466671B (en) * 2009-01-06 2013-03-27 Skype Speech encoding
GB2466670B (en) * 2009-01-06 2012-11-14 Skype Speech encoding
GB2466672B (en) * 2009-01-06 2013-03-13 Skype Speech coding
GB2466673B (en) 2009-01-06 2012-11-07 Skype Quantization
GB2466675B (en) 2009-01-06 2013-03-06 Skype Speech coding
GB2466674B (en) 2009-01-06 2013-11-13 Skype Speech coding
US7956783B2 (en) * 2009-01-29 2011-06-07 Analog Devices, Inc. Analog-to-digital converter using digital output as dither
US7903010B1 (en) * 2009-08-31 2011-03-08 Cirrus Logic, Inc. Delta-sigma analog-to-digital converter (ADC) having a serialized quantizer output
US8452606B2 (en) * 2009-09-29 2013-05-28 Skype Speech encoding using multiple bit rates
US8643524B1 (en) 2012-09-27 2014-02-04 Cirrus Logic, Inc. Feed-forward analog-to-digital converter (ADC) with a reduced number of amplifiers and feed-forward signal paths
US9225349B2 (en) * 2013-08-20 2015-12-29 Skyworks Solutions, Inc. Dither-less multi-stage noise shaping fractional-N frequency synthesizer systems and methods
KR101742131B1 (ko) 2016-10-17 2017-05-31 성균관대학교산학협력단 델타-시그마 변조기
KR102025814B1 (ko) * 2017-11-30 2019-09-26 한국과학기술원 지연 기반 잡음 제거 가능한 스터디 메쉬 아날로그 디지털 컨버터 및 그 동작 방법
KR101982209B1 (ko) * 2018-06-14 2019-05-24 고려대학교 산학협력단 연속 시간 델타-시그마 변조기
US11554580B1 (en) 2021-09-09 2023-01-17 Illinois Tool Works Inc. Squeegee drip collection system for stencil printer

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5039989A (en) * 1989-10-27 1991-08-13 Crystal Semiconductor Corporation Delta-sigma analog-to-digital converter with chopper stabilization at the sampling frequency
US5148167A (en) * 1990-04-06 1992-09-15 General Electric Company Sigma-delta oversampled analog-to-digital converter network with chopper stabilization

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1271995A (en) * 1984-07-05 1990-07-24 Nec Corporation Method and apparatus for converting an analog signal to a digital signal using an oversampling technique
US4876543A (en) * 1988-05-31 1989-10-24 Motorola, Inc. Multi-rate cascaded noise shaping modulator
JPH02134010A (ja) * 1988-11-15 1990-05-23 Sony Corp 信号処理装置
JPH03143027A (ja) * 1989-10-27 1991-06-18 Fujitsu Ltd ３値出力形ｄ／ａ変換器
WO1991011863A1 (en) * 1990-01-31 1991-08-08 Analog Devices, Inc. Sigma delta modulator
US5057840A (en) * 1990-12-26 1991-10-15 Motorola, Inc. Σ-Δmodulator for digital-to-analog converter
DE4106928A1 (de) * 1991-03-05 1992-09-10 Blaupunkt Werke Gmbh Autoradio

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5039989A (en) * 1989-10-27 1991-08-13 Crystal Semiconductor Corporation Delta-sigma analog-to-digital converter with chopper stabilization at the sampling frequency
US5148167A (en) * 1990-04-06 1992-09-15 General Electric Company Sigma-delta oversampled analog-to-digital converter network with chopper stabilization

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Publication number Publication date
KR940023041A (ko) 1994-10-22
JPH0715340A (ja) 1995-01-17
US5357252A (en) 1994-10-18
KR100276790B1 (ko) 2001-01-15
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CN1096148A (zh) 1994-12-07

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