CN101589549B

CN101589549B - 斩波稳定仪表放大器

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Publication number: CN101589549B
Application number: CN200780050502.3A
Authority: CN
Inventors: T·J·丹尼森
Original assignee: Medtronic Inc
Current assignee: Medtronic Inc
Priority date: 2007-01-31
Filing date: 2007-04-11
Publication date: 2016-12-28
Anticipated expiration: 2027-04-11
Also published as: CN101589549A; EP2127072B1; AU2007345667B2; WO2008094271A1; ATE495576T1; CA2675382A1; AU2007345667A1; KR101359054B1; EP2127072A1; US20080211574A1; US7847628B2; KR20090104903A; JP2010517472A; DE602007011993D1; US20110068861A1; US8354881B2; US7385443B1

Abstract

本公开描述了一种斩波稳定仪表放大器。本放大器被配置为在低频下以很低的功率消耗实现稳定测量。仪表放大器利用差分结构和混频放大器显著消除放大器生成的输出信号中的噪声和偏移。低功率下的斩波稳定会产生动态限值，如低频干扰，通过将混频放大器中低阻抗结点的斩波和反馈电路结合显著地消除了这些动态限值。放大器的信号路径作为连续时间系统运行，并为在斩波频率或其谐波进入信号路径的噪声或者外部信号提供最小的失真。放大器可以用于低功率系统，例如植入式医疗设备，以提供稳定、低噪声的输出信号。

Description

斩波稳定仪表放大器

技术领域

本发明涉及放大器，且更具体的涉及用于准确信号测量的仪表放大器。

背景技术

仪表放大器用于准确测量大量的测试和测量信号。例如，医疗仪表放大器可被配置成测量生理信号，例如心电图(ECG)、肌电图(EMG)、脑电图(EEG)、血压、阻抗和运动信号。典型地，仪表放大器被构造为差动放大器，其具有低偏移、低漂移、低噪声、高共模抑制、高环路增益和高输入阻抗的特性。在很多情形下，仪表放大器需要仔细匹配和配备电路组件，以达到高度准确。

仪表放大器可以用包含离散信号取样的离散时间开关电容器结构进行构造。然而，离散时间结构可以产生不合要求的噪声和信号失真，破坏测量信号的准确性。可替代地，仪表放大器可以使用斩波稳定结构来消除噪声和偏移，在此结构中一斩波电路将测量信号向上调制到较高频带。斩波稳定结构可能具有有限的带宽，但却在传输频带中产生大波动。波动可使在低功率应用中实现斩波稳定设计变得困难。

发明内容

本公开内容描述了一种斩波稳定仪表放大器。该仪表放大器被配置成可在低频下以很低的功率达到稳定测量。仪表放大器利用差动结构和混频放大器显著地消除放大器生成的输出信号中的噪声和偏移。低功率下的斩波稳定会产生动态限值，如低频干扰，通过将混频放大器中低阻抗结点的斩波和反馈电路结合可显著消除这些动态限值。仪表放大器的信号路径作为连续时间系统运行，为在斩波频率或其谐波进入信号路径的噪声或者外部信号提供最小的失真。通过这种方式，仪表放大器可以应用于低功率系统，例如植入式医疗设备，以提供稳定、低噪声的输出信号。

在一个实施例中，本发明提供一种斩波稳定仪表放大器，其包含第一调制器、混频放大器、第二调制器和反馈路径，其以时钟频率调制差动输入信号的振幅以生成调制信号，混频放大器放大调制信号以生成放大信号并以时钟频率解调放大信号以生成输出信号，第二调制器以时钟频率调制输入信号的振幅，反馈路径将调制输出信号作为差动反馈信号应用于调制的输入信号。

在另一实施例中，本发明提供一生理传感装置，其包含一个产生指示生理情况的差动输入信号的生理传感器和斩波稳定仪表放大器，该放大器包含第一调制器、混频放大器、第二调制器和反馈路径，第一调制器以时钟频率调制差动输入信号的振幅以生成调制信号，混频放大器放大调制信号以生成放大信号并以时钟频率解调放大信号以生成输出信号，第二调制器以时钟频率调制输入信号的振幅，反馈路径将调制输出信号作为差动反馈信号应用于被调制的输入信号。

在另一实施例中，本发明提供一种方法，包括以时钟频率调制差动输入信号的振幅以生成调制信号，在混频放大器中放大调制信号以生成放大信号，在混频放大器中以时钟频率解调放大信号以生成输出信号，以时钟频率调制输出信号的振幅，通过第一反馈路径将调制输出信号作为差动反馈信号应用于被调制的输入信号。

本发明的一个或多个实施例的细节将通过所附附图和以下描述进行阐述。根据描述、附图和权利要求，本发明的其它特性、目标和优点将是显而易见的。

附图说明

图1是图示斩波稳定仪表放大器的框图，该放大器被配置成在低频下以很低的功率实现稳定测量。

图2是图示图1的仪表放大器的信号路径的图形。

图3A-D是图示图2的信号流程内各阶段信号的频率组件的图形。

图4A-D是图示图2的信号流程内不同阶段信号的图形。

图5是图示斩波稳定仪表放大器的示例性噪声特性的图形。

图6是图示构成仪表放大器一部分的斩波稳定混频放大器的电路图。

图7是详细图示图1的仪表放大器的示例性实施例的框图。

图8是图示图1所示用于电压信号测量的仪表放大器的示例性实施例的电路图。

图9是图示图1所示用于测量阻抗的仪表放大器的另一示例性实施例的电路图。

图10是图示根据本发明的仪表放大器的信号流程的图形，该放大器包括用于构造高通过滤器的负反馈路径。

图11是图示图10所示仪表放大器的电路图。

图12是图示根据本发明的仪表放大器的信号流程的图形，该仪表放大器包括用于增加输入阻抗的正向反馈路径。

图13是图示图12所示仪表放大器的电路图。

图14A是图示用于根据本发明的一实施例的仪表放大器的信号流程的图形，该仪表放大器用于解调接收的遥控信号。

图14B是图示图14A所示遥测配置仪表放大器的天线输入和反馈电路的电路图。

图15A是图示图14A所示遥测配置仪表放大器的框图。

图15B是详细图示图15A中的时钟同步器的框图。

图16是图示包括一个或多个用于测量和/或遥测的仪表放大器的植入式医疗设备程序装置的框图。

图17是图示包括用于遥测的一个或多个仪表放大器的医疗设备程序装置的框图。

具体实施方式

本公开描述了一种斩波稳定仪表放大器。该仪表放大器被配置成在低频下以很低的功率实现稳定测量。该仪表放大器利用差动结构和混频放大器显著消除由放大器生成的输出信号中的噪声和偏移。通过将混频放大器中低阻抗结点的斩波与反馈相结合显著消除由低功率下的斩波稳定产生的动态限值(dynamic limitation)，即低频干扰(glitching)。仪表放大器的信号路径作为连续时间系统运行，为以斩波频率或其谐波进入信号路径的噪声或者外部信号提供最小的失真(aliasing)。通过这种方式，仪表放大器可用于低功率系统，诸如植入式医疗设备，以提供稳定、低噪声的输出信号。

例如，可以将斩波稳定仪表放大器配置为医疗仪表放大器，以测量生理信号，如心电图(ECG)、肌电图(EMG)、脑电图(EEG)、血压、阻抗、运动信号以及其它信号。在一些实施例中，仪表放大器可以包括基于电容的前端，该前端被斩波以获得低频电压信号。在其它实施例中，仪表放大器可以包括基于电源的前端，该前端被斩波以获得阻抗测量(measurement)。在其它实施例中，仪表放大器可以包括基于天线的前端，以从其它设备获得遥测信号。该仪表放大器不仅用于生物医学测量应用，还用于通用的测试和测量应用，以及无线遥测应用。

通常，可以配置本公开描述的仪表放大器用于功率很低的应用。例如，植入式医疗设备的特性在于有限的功率资源，这些有限的功率资源被要求维持几个月或几年。因此，为了提高设备寿命，通常将感测电路和治疗电路设计为只消耗很低级别的功率。例如，结合了如本公开所描述的仪表放大器的感测电路的运行可能需要低于2.0微安培的电源电流，更优选低于1.0微安培。在一些实施例中，这种感测电路可能消耗的电源电流的范围大致为100毫微安培至1.0微安培。这种传感器通常被称作微功率传感器。虽然描述医疗设备是为了示例的目的，但微功率传感器可以用于各种医疗和非医疗的测试和测量应用中。在每种情形下，均要求传感器获取很低的功率，但提供精确和准确的测量。

根据本公开的各种实施例，斩波稳定仪表放大器可包括前端，第一斩波器，一个AC(交流)放大器，第二斩波器，形式为具有高增益和补偿的基带放大器的积分器和至少一个反馈路径。放大器、第二斩波器和积分器可以统称为混频放大器。仪表放大器的信号路径作为连续时间系统运行，减少以斩波频率或其谐波进入信号路径的噪声或者其它不希望有的信号的失真。前端在基带即为测试或测量应用目的的感兴趣的频带中生成差动输入信号。基带也被称作测量频带(band)。

由于放大器的缺陷或其它因素，输入信号的放大会引入直流(DC)偏移和低频噪声，例如1/f或跳跃(popcorn)噪声。为了减少DC偏移和低频噪声，前端中的第一斩波阶段在将输入信号应用于混频放大器前以斩波频率调制输入信号。在输入信号被放大后，混频放大器中的第二斩波器以斩波频率解调输入信号，以在基带中生成放大的输出信号。该过程将放大器产生的噪声和偏移限制到斩波频段，从而防止噪声和偏移进入测量频段。

混频放大器可以有一种改进的折叠式共射共基放大器结构，其中信号在低阻抗结点被斩波，以提供快速调制动力学。混频放大器以斩波频率显著地将噪声和偏移从解调信号中去除，从而将低噪声信号传输至测量频带。然而，当混频放大器以低功率运行时，可能会限制放大器的带宽。限制的带宽会导致输出信号的低频干扰，即波动或尖峰。本公开描述的仪表放大器可以提供负反馈，保持混频放大器输入信号的变化相对小。另外，可以向混频放大器的两个输入提供反馈，以提供差动-单端(differential-single)的转换。这样，可以将仪表放大器配置成实现稳定、低噪声的输出，同时从电源获取很低的电流。

可以添加额外的反馈路径实现性能的提高。例如，可以使用正向反馈路径提高仪表放大器的输入阻抗。另一个示例，使用另一负反馈路径可以构造高通滤波器。每条反馈路径可以是差动反馈路径。这些额外的反馈路径对于斩波稳定放大器的正常运行可能不是必需的，但可以提高性能。例如，可以添加这些反馈路径以提供额外的信号处理或信号调节，这在使用仪表放大器的各种应用中是有用的。

本公开内容提供了很多示例性实施例。根据一个示例性实施例，前端可包括一个连续时间开关电容器网络，这在仪表放大器感测到其输入中的电压差别时是有用的。开关电容器网络包括一组差动的开关输入电容器，按斩波频率在输入电压之间切换(toggle)。通过对开关输入电容器进行斩波，输入差动信号被向上调制(up-modulate)到斩波频率，在混频放大器的差动输入处生成调制信号。本实施例可用作用于脑电图(EEG)和生理监测应用的仪表放大器，生理监测应用诸如使用加速表监测姿势和活动、用血压传感器监测导尿管、其它与血压相关的生理监测、心声监测、脑部信号监测、以及其它需要微功率系统用于精确传感器测量的生理监测应用。

根据另一个示例性实施例，可将仪表放大器配置成测量生理功能阻抗，例如组织阻抗。测量这种阻抗可以用于测量生理状态，例如肺水肿、每分通气呼吸(minuteventilation respiration)(例如，用于睡眠呼吸暂停)、心脏动力学、和一般组织阻抗。在测量这种阻抗时，刺激电流要小(例如，小于或等于大约10微安培或更小)是很重要的，这样可以避免对可兴奋细胞的刺激或造成其它有害影响，如电极腐蚀。在这个示例性实施例中，前端生成AC调制信号，该信号通过病人的组织与混频放大器AC耦合。前端以斩波频率调制刺激电流，以调制响应刺激电流的组织电压信号的振幅。这样，组织不会暴露给DC电流。可以改变驱动刺激电流的时钟与驱动混频放大器的斩波频率的时钟之间的相对相位，以允许仪表放大器测量组织的阻抗(resistance)或电抗。对于阻抗(resistance)，前端和混频放大器的斩波频率通常是彼此同相的。

根据又一示例性实施例，可将仪表放大器配置成用于遥测应用，例如作为接收器中的下混频器。在此示例性实施例中，仪表放大器可位于病人或诊治者程序装置中、或植入式脉冲产生器(IPG)、或其它植入病人体内的植入式医疗设备(IMD)，通过无线射频(RF)遥测与诊治者或病人程序装置通信。此示例性实施例中的前端包括位于远端发射设备中的发射器和在接收设备中从发射器接收遥测信号的接收天线。例如，遥测信号的频率范围大概为10KHz至1GHz，在一些实施例中大约为175KHz，虽然也可能使用其它频率。在此示例中，第一斩波器实际位于远端设备的发射器中。前端将发射的信号耦合至混频放大器，发射的信号以斩波频率进行调制，混频放大器直接将信号向下调制(down-modulate)到基带，同时显著地消除来自混频放大器的1/f噪声和偏移。可以包括相位锁定环路或其它时钟同步电路以提供反馈，从而保持发射器(前端)和接收器(混频放大器)彼此同相。

遥测信号可以包括数据、程序指令等等。例如，医疗设备程序装置可以向植入式医疗设备传送遥测信号，以下载改变植入医疗设备运行状况的程序指令，诸如植入式医疗设备传送的疗法。程序指令可以指定新的刺激或药物传送程序或对现有程序的调整。程序指令可以指定对程序参数的调整，例如电子刺激脉冲振幅、脉冲宽度、脉冲速率、或持续时间、或药物传送量、药物传送速率、剂量限制、锁定时间间隔等等。同样，植入式医疗设备可以通过遥测信号向外部程序装置传送数据。传送至程序装置的数据可以包括运行数据、诊断数据、故障数据、传感器数据等等。

生理信号通常发现位于低频，例如小于或等于大约100Hz，并且在很多实例中低于或等于大约2Hz，或低于或等于大约1Hz。对生理信号的测量和分析可用于诊断慢性或急性疾病状态及其它医疗状况。示例性生理信号包括前述EEG信号、ECG信号、EMG信号、血压、阻抗和运动信号。这种信号可以用来检测或测量心脏缺血、肺水肿、呼吸、活动、姿势、血压、脑部活动、胃肠活动等等。

可能要求包括用于测量这种生理信号的仪表放大器的植入式医疗设备以低噪声和低功率运行。低功率损耗对于设计使用几年、需长期植入的医疗设备而言非常重要，尤其是配置用于感测生理信号和传送疗法的那些医疗设备。治疗设备的示例有植入式心脏起搏器、植入式心脏去颤器、植入式电刺激器(例如神经、肌肉刺激设备或其它组织刺激器)、植入式药物传送设备以及其它设备。

仪表放大器提供低噪声性能是很重要的，从而噪声不会导致灵敏度降低、或错误或误导的诊断信息。为了保存有限的电池资源，仪表放大器以低功率运行也是很重要的，从而提高植入式医疗设备的运行寿命。本公开所述的斩波稳定仪表放大器可以配置成在低频率和低功率下实现精确的测量。如下文所述，可以将斩波稳定仪表放大器配置成应用反馈以及在低阻抗结点应用斩波，从而减少放大器低带宽导致的波动。

图1是图示斩波稳定仪表放大器10的框图，斩波稳定仪表放大器10被配置成在低频率和很低的功率下实现稳定的测量。仪表放大器10使用差动结构和混频放大器显著消除1/f噪声、跳跃噪声和偏移。通过将混频放大器14中低阻抗结点的斩波与反馈路径16相结合显著消除由低功率下的斩波稳定产生的动态限值即低频干扰。仪表放大器的信号路径作为连续时间系统运行，为在斩波频率或其谐波进入信号路径的噪声或者外部信号提供最小的失真。结果，当限制运行在微功率系统中时，仪表放大器10可以为低频信号提供稳定的测量，低频信号诸如频率低于大约100Hz的生理信号和其它信号，优选低于或等于大约2.0Hz的生理信号和其它信号，更优选低于或等于大约1.0Hz的生理信号和其它信号，限制运行在微功率系统例如获取的电源电流小于或等于大约2.0微安培，更优选小于或等于大约1.0微安培，并且要求供给电压小于或等于大约2.0伏，更优选小于或等于大约1.5伏。

如图1所示，仪表放大器10包括前端12，混频器14，和反馈路径16。在图1的示例中，前端12可以为混频器14提供开关或静态电容接口，例如用于测量低频电压幅度。在其它实施例中，可以将前端12配置用于阻抗测量或遥测应用。前端12与差动调制(被斩波的)输入信号耦合，该输入信号在载波(斩波)频率上携带感兴趣的低频信号。也就是说，前端12将会被混频放大器14引入低频噪声的低频信号移位至载波频率，在该载波频率混频放大器14不会向信号中引入大量噪声。例如，感兴趣的低频信号的频率范围可能是0至大致100Hz。在一些实施例中，载波(斩波)频率可能在大致4kHz至200kHz的频率范围内。前端12在低频信号进入混频放大器14前对低频信号进行调制，这样原基带(低频)信号成分不会被混频放大器14在低频引入的噪声成分破坏。

噪声通常通过混频放大器14进入仪表放大器的信号路径。但是混频放大器14在载波频率不应向调制信号引入噪声。相反，噪声成分一般在低频出现，且可能包括1/f噪声或跳跃噪声。另外，在载波频率不能引入形式为DC偏移的噪声。混频放大器14接收并放大来自前端12的向上调制的输入信号。向上调制的输入信号被再一次向上调制至斩波频率，以防止低频噪声和偏移破坏输入信号。

混频放大器14将调制的输入信号从载波频率解调至感兴趣的基带，同时向上调制混频放大器1/f噪声和偏移，使其离开测量频带。因此，原低频信号成分被解调回基带，不包含混频放大器14的低频噪声和偏移成分。混频放大器14只允许基带信号通过作为输出，基带信号即频率成分大约为100Hz或更低的信号，并显著减少或消除位于载波频率的噪声成分。因此仪表放大器10的输出包含感兴趣的低频信号成分。另外，混频放大器14提供放大输入信号的增益放大器。通过这种方式，仪表放大器10提供低噪声输出，同时以低功率运行。

仪表放大器10在微功率系统的限制下运行，并因此具有有限的带宽。仪表放大器10的有限带宽可能引起输出信号的通带中的低频干扰或波动。如下文所述，混频放大器14可以具有改进的折叠式共射共基结构，该结构在低阻抗结点提供开关，例如通过CMOS开关。低阻抗结点的开关可以使在较高频率进行斩波，其中唯一的限制是电荷注入残留偏移电压。

反馈路径16在混频放大器14的输出和前端12之间耦合，以减少波动。反馈路径16可以有差动配置，该配置通过驱动混频放大器14的净输入信号接近于零显著消除输出信号中的低频干扰。通过这种方式，反馈路径16保持混频放大器14输入处的信号变化在稳定状态时相对较小。结果，仪表放大器10实现了稳定、低噪声、低失真(distortion)输出，同时以低功率运行。

仪表放大器10在很多不同的应用中都可能有用。本公开提供了仪表放大器10的各示例性实施例。但是，这些示例性实施例不应当被认为是对在本公开中广泛体现和描述的仪表放大器10的限制。相反，应当理解本公开描述的示例性实施例是本公开范围内的很多不同示例性实施例的子集。

在一些实施例中，一台设备诸如植入式医疗设备可以包括多个仪表放大器10。例如，多个仪表放大器10可以平行组装，以提供多个感测通道。多个感测通道可以感测同一类型的生理信息，例如在不同位置或角度或通过不同传感器。另外，多个感测通道可以感测不同类型的生理信息，例如阻抗、ECG、EEG、EMG、血压、运动等等。

根据一个示例性实施例，放大器10的前端12可包括连续时间开关电容器网络。开关电容器网络包括一组差动的开关输入电容器，这些电容器在仪表放大器10的正极端与负极端的输入电压之间切换。通过以斩波频率切换开关输入电容器，差动的输入信号被斩波。以这种方式，差动的输入信号被向上调制至载波频率，在混频放大器14的差动输入端产生调制的信号。在此示例中，仪表放大器10可以被实现为测量生理电压信号，例如ECG、EEG、EMG、血压、运动等。因此，前端12的输入可以是电极，或者来自各种加速器、血压传感器、应变式传感器等任一个的输出。

根据另一示例性实施例，仪表放大器10的前端12可以包括阻抗传感器。特别地，仪表放大器10可以形成生物阻抗感测设备，用于测量病人组织的阻抗，例如肌肉组织、器官组织、脑组织、脂肪组织或组织的组合。前端12形成的阻抗传感器生成AC调制的信号，该信号通过病人组织与混频放大器14AC耦合。在此情形下，前端12调制刺激电流，以调制组织电压信号的振幅。也就是说，前端12斩波刺激电流源。因此，病人不会暴露给直流(DC)信号。而且，调制的信号可能不会显著地使组织兴奋，从而降低病人可能经历痛苦或来自调制信号其它有害影响的可能性。驱动刺激电流的时钟与驱动混频放大器14的斩波频率的时钟之间的相对相位会被改变，以允许仪表放大器测量组织的阻抗或电抗。结果，仪表放大器10可以用于测量各种生理信号，例如测量肺水肿、每分通气呼吸(睡眠呼吸暂停)、心脏动力学、和一般组织阻抗。例如，可以动态调整刺激电流和混频放大器时钟之间的相对相位，以在测量过程中获得不同类型的测量，例如阻抗或电抗。

根据又一示例性实施例，除了用于减少仪表放大器10输出中的低频干扰并为放大器10提供标定增益的前述负反馈路径外，反馈16可以包括第二反馈路径。该第二反馈路径提供负反馈，以构造高通滤波器。第二反馈路径在低频即频率低于截频占支配地位，并且斩波稳定负反馈路径在通带频率占支配地位。高通滤波器的截频大约等于例如2.5Hz、0.5Hz或0.05Hz。在此情形下中，在输出端消除低频干扰的第一反馈路径即“斩波稳定”反馈路径在通带频率占支配地位，而第二“高通滤波器”反馈路径在低频占支配地位。第二反馈路径中高通滤波器的拐点频率可通过第一反馈路径中反馈电容的标定(scale)和第二反馈路径中开关电容积分器的时间常数进行设置。例如，该反馈路径提供的高通滤波器可用于在心脏监测应用中抑制起搏后的假象，并过滤掉电极偏移。第二反馈路径可以包括高通积分器，其是用于最低1/f本底噪声的稳定斩波。

根据又一实施例，除了第一反馈路径，反馈16包括第三反馈路径。第三反馈路径提供正向反馈，以增加仪表放大器10的输入阻抗。通过对仪表放大器10的输出取样以及为前端12中的开关电容器的输入施加一定比例的电荷来增加输入阻抗，以为传感器的输入提供补偿电荷。一定比例的电荷可以在对输入信号斩波前在信号流动中的一点处施加。在对前端12中的输入斩波电容取样过程中，注入的电流有效地“取代”丢失的电荷。这种电荷取代反馈可以认为与基本电流补偿类似。正向反馈可以将仪表放大器10的等量低频输入阻抗提高一个数量级或更多。第三反馈路径在很多应用中不是必需的。但是，如果需要增加输入阻抗，则可以容易地增加第三反馈路径。

根据进一步的示例性实施例，除了第一(斩波稳定)反馈路径外，仪表放大器10可包括上述第二和第三反馈路径。在此情形下，第三反馈路径不会如前所述支流(tap off)仪表放大器10的输出信号。另外，第三正向反馈路径可以支流第二、高通滤波器反馈路径提供的积分信号。因此，第一、第二和/或第三反馈路径的各种组合可以用来处理低频干扰、低频抑制和/或放大器输入阻抗。

在另一示例性实施例中，仪表放大器10可以用于遥测应用中，尤其是以相对低的频率和低功率运行的遥测应用中，例如数量级大约为175kHz的医疗设备。例如，仪表放大器10可用作植入病人体内的植入式脉冲产生器(IPG)、植入式药泵或其它植入式医疗设备(IMD)中的遥测接收器，其通过无线射频(RF)遥测与诊治者或病人程序装置、或其它植入式或外部医疗设备进行通信。仪表放大器10也可以按交互方式用作诊治者或病人程序装置中的遥测接收器，其与植入病人体内的IPG通信。当实现为遥测接收器时，前端12可包括发射器和用于接收来自发射器发射信号的接收天线。然而，前端12的传输器部分实际位于发射信号的远端设备中。前端12将接收到的信号耦合至混频放大器14，混频放大器14直接将接收到的信号下混频至基带，同时显著消除1/f噪声和偏移。锁相环路可以提供反馈，以保持发射器和接收器的时钟彼此同相。

仪表放大器10可以在各种实施例中提供一个或多个优点。例如，如上文所述，仪表放大器10可以在低频率低功率下实现稳定的测量。这是仪表放大器10基本结构的结果。作为另一个优点，可以使用片上(on-chip)双层多晶硅电容器(poly-poly capacitor)在仪表放大器10中实现反馈电容。双层多晶硅电容器可以实现快速的开关动力学，并可以与其它放大器组件形成在片上。可以通过将两个多晶硅电极和一个中间的二氧化硅电解质结合使双层多晶硅电容器与其它器件形成于片上。可以用反馈电容器和输入电容器的比值设置仪表放大器的增益，其集中在选择的基准电压附近。此外，通过调制前端12的输入信号，共模输入电压可以轨对轨(rail to rail)摆动，且混频放大器14仍然可以抽取差动电压。这些优点仅仅是示例性的，应当理解为仪表放大器10提供的潜在优点的一个子集。其它优点将在本公开中讨论，或可能被研究本公开的本领域技术人员想到。另外，这些优点可能不在每一个实施例中同时出现。

图2是图示示例性仪表放大器10的信号路径流程的框图。在图2中，前端12包括调制器20，用于调制低频输入信号32以产生调制的输入信号21。输入电容(Cin)13耦合调制器20的输出和求和结点22。对差动输入信号，电容器13可以包括与混频放大器14的第一输入耦合的第一输入电容器和与混频放大器14的第二输入耦合的第二输入电容器。调制器20将输入信号32的差动振幅调制到时钟信号21A提供的载波频率。与本公开描述的其它时钟信号一样，时钟信号21A可以是方波信号，其有效地在理想的时钟频率用正1和负1使信号加倍(multiple)。通过这种方式，模块20在将输入信号施加到仪表放大器14之前对输入信号32进行斩波。在一些实施例中，调制器20可以包含一对由时钟信号21A驱动的互补型金属氧化物半导体(CMOS)单刀双掷(SPDT)开关，以将输入信号32调制(斩波)至载波频率。CMOS SPDT开关可以相互交叉耦合以抑制共模信号。

在一个示例性实施例中，CMOS开关可以与一组差动电容器耦合以形成连续时间开关电容器网络，该网络形成混频放大器14输入处的输入电容Cin。在此情形下，前端12可以与生理传感器耦合，该生理传感器在其输出产生与感测到的生理参数成比例的输入信号32。例如，输入信号32可以是来自一对电极、或来自加速器、血压传感器等的差动输出信号。在另一示例性实施例中，CMOS开关可以与电容器耦合，该电容器将调制输入信号21AC耦合至混频放大器14的输入。在此情形下，前端12可以是阻抗传感器，该传感器调制通过病人组织施加的刺激电流。在又一实施例中，前端12可以是遥测发射器的一部分。在此情形下，输入信号32是使用数据编码的电信号，该电信号通过时钟信号21A被调制至载波频率，用于在无线通道中传输。

反馈求和结点22将在下文与反馈路径16一起描述。求和结点24表示在仪表放大器14中引入偏移和1/f噪声。在求和结点24，输入信号32的原基带信号成分位于载波频率。输入信号32的基带信号成分的频率范围为0至大约100Hz，而载波频率范围为大约4kHz至大约10kHz。噪声23在求和结点24进入信号通道，以产生有噪声的调制输入信号25。噪声23可能包括1/f噪声、跳跃噪声、偏移和可能在低频(基带)进入信号通道的其它外部信号。然而，在结点24，原低频成分已经被调制器20斩波至较高的频带。因此，低频噪声23从原低频成分中分离出来。

混频放大器14从结点24接收有噪声的调制输入信号25。在图2的示例中，混频放大器14包括增益放大器26，调制器28和积分器30。放大器26放大有噪声的调制输入信号25，以生成放大的信号27。调制器28解调放大的信号27。也就是说，调制器28将噪声23向上调制到载波频率，并将原基带信号成分从载波频率解调至基带。调制器28可以包括开关，例如位于混频放大器14的折叠式共射共基结构中的低阻抗结点的CMOS SPDT开关。调制器28被提供时钟信号21B，将放大信号27解调至与时钟信号21A相同的载波频率。因此，时钟信号21A和21B应该相互同步。在一些实施例中，时钟信号21A和21B可以是同一信号，即由同一时钟提供。在其它实施例中，例如为了测量电抗，可以更改时钟信号21A、21B和21C的相对相位。

在一些实施例中，时钟信号21A和时钟信号21B可以由不同的时钟提供。在这种实施例中，调制器20和28彼此可能不是精确同相，可以增加额外的电路保证时钟信号21A和21B仍然保持彼此同相。当仪表放大器10用作遥测接收器就是这种情形，因为调制器20可被位于远端设备的发射器用于调制通过无线通道发射信号，而调制器28可被接收器用于解调接收到的信号。因此，额外的信号处理，例如锁相环路，可用于保持调制器20和28彼此同相。

积分器30对解调信号29进行操作，以使基带的低频信号成分通过，并在载波频率显著消除噪声成分23。通过这种方式，积分器30提供补偿和过滤。在其它实施例中，可以由其它电路提供补偿和过滤。然而，使用如本公开描述的积分器30是合乎需要的。图6提供了一个混频放大器14的示例性实施例的详细电路图。如图2所示的反馈路径16为混频放大器14的输入提供负反馈以减少输出信号31中的低频干扰。特别地，在稳定状态，反馈路径16朝零驱动调制信号25。通过这种方式，反馈16保持混频放大器14输入端的信号变化较小。反馈路径16包括一个调制器34，其调制输出信号31以产生差动反馈信号35，该反馈信号在结点22被添加至位于前端12和混频放大器14之间的信号路径。

反馈路径16提供对混频放大器14输入电容Cin的电容定标以产生衰减，从而在放大器10的输出端产生增益。相应地，反馈路径16可以包括反馈电容(Cfb)17，反馈电容17被选择根据混频放大器14输入电容(Cin)13的值生成需要的增益。可以设计积分器30提供具有可接受带宽的稳定反馈路径16，同时还从测量频带过滤掉向上调制的偏移和1/f噪声。

时钟信号21C驱动反馈路径16中的调制器34以调制载波频率的输出信号31。时钟信号21C可以与时钟信号21B一样从同一时钟获得。然而由于输出信号31是单端的，所以反馈16包括两条将负反馈施加给混频放大器14的正输入端和负输入端的反馈路径。因此，这两条反馈路径应当相互180度反相，其中一条反馈路径与调制器28同步调制。这将保证在每半个时钟周期内都存在一条负反馈路径。

可替代地，在一些实施例中，可将混频放大器14配置成产生差动输出信号，而不是单端输出信号。差动输出信号可以提供正输出和负输出。在这种情况下，反馈路径16可以将正输出反馈至混频放大器 14的正输入，将负输出反馈至混频放大器14的负输入。对差动输出信号，反馈路径16将调制每个正输出和负输出。然而，正负输出可以同相调制，而不是反相调制。尽管差动输出是可能的，但为了说明的目的，此处将描述的是将反馈路径16配置成把单端输出转换为差动反馈。

在图2中，只显示了上述负反馈路径16。也就是说，上述用于增加输入阻抗和构造高通滤波器的反馈路径未包含在图2中。图2中未包含这些反馈路径是因为这些反馈路径对仪表放大器10的正常运行不是必需的。然而，这些反馈路径被包括在图10和图12所示的信号流程路径图中，并且在一些应用中可能是非常需要的。

图3A-3D显示了在图2的信号流程路径内各阶段信号的频率成分。特别地，图3A图示了输入信号32的频率成分。这些频率成分由方框40表示并位于图3A中的基带。

图3B图示有噪声的调制输入信号25的频率成分。在图3B中，有噪声的调制输入信号25的原基带频率成分被调制并由位于奇数谐波(odd harmonics)处的方框42表示。噪声23的频率成分用点线43表示。很明显，在图3A中噪声23的频率成分的能量位于基带，原低频成分的能量位于载波(斩波)频率和其奇数谐波。

图3C图示解调信号29的频率成分。特别地，解调信号29的原低频成分位于基带并由方框44表示。噪声23的频率成分被调制并由点线45表示。噪声23的频率成分位于图3C中的载波(斩波)频率奇数谐波。图3C还图示了可通过积分器30施加至解调信号29的低通滤波器的影响。低通滤波器的影响由虚线49表示。

图3D图示输出信号31的频率成分。在图3D中，原低频成分的频率成分用方框46表示，噪声23的频率成分用点线47表示。图3D图示了积分器30从噪声23中去除位于图3C所示低通滤波器通带外的频率成分。显然，噪声23的能量显著从输出信号31消除，或至少相对于以其它方式引入的原噪声和偏移已显著减少。

图4A-4D图示仪表放大器10内不同阶段的斩波稳定信号的阶跃响应的时域行为。特别地，参照图2，图4A-4D分别图示了有噪声的调制输入信号25、放大信号27、解调信号29和输出信号31的时域行为。为了参照，图4A-4D中每个图都图示了信号52、54、56、58和选择的基准电压50。信号52、54、56、58分别与信号25、27、29和31对应，并图示了没有通过反馈路径16的负反馈路径的时域行为。在图4A-4C中，在零时刻信号25、27和29以基准电压50为中心，随着时间的流逝，并且通过负反馈朝基准电压50抑制。因此，利用添加通过反馈路径16的负反馈，在稳定状态中AC信号被驱动至零。

一般地，图4A-4D图示通过使用反馈路径16与混频放大器14中低阻抗结点的开关消除仪表放大器10中的瞬时低频干扰。该低频干扰来源于仪表放大器10的动态限值。然而，通过在稳定状态驱动混频放大器14中的活动信号趋于零或图4A-4D中的基准电压50，反馈16显著地抑制低频干扰。

图4A中的图形显示了有噪声的调制输入信号25和相应的无负反馈的信号52。信号25和52以基准电压50为中心。有噪声的调制输入信号25被混频放大器14放大以产生放大信号27。

如图4B所示，由于放大器26的有限上升时间，放大器26的有限带宽常常柔化(soften)或圆化(round)放大信号27和对应信号54的边。如图4C所示，当放大信号27用方波解调时，解调信号29显示为重叠在期望信号上的一系列尖峰。相应地，在图4D中输出信号31也显示为重叠在期望信号上的一系列尖峰。输出信号31中的尖峰会产生重大的灵敏度误差，因为尖峰会从期望信号中提取能量。另外，没有很高阶的低通滤波器很难将尖峰抑制到可接受的水平。而且这些尖峰特别成问题，因为这些尖峰与感兴趣的信号很相似，诸如固有的和诱发的ECG心脏电位或EEG抽搐活动。

仪表放大器10通过反馈16在稳定状态显著地抑制低频干扰。反馈16将输出信号31施加回混频放大器14的输入，以驱动有噪声的调制信号25在稳定状态趋于零。结果，混频放大器14很少需要动态性能。这可以通过在信号在混频放大器14中汇集之前划分调制过程来实现，划分调制过程使整个环路动力学与开关(调制)动力学去耦。另外，通过关闭反馈路径，仪表放大器10的整体增益由输入电容器(即前端12中的电容器Cin)与反馈电容器(即反馈路径16中的电容器Cfb)的比值进行设置。通过电容器比值设置增益使灵敏度一般不受晶体管中处理过程变化的影响。通过这种方式，反馈16使仪表放大器10在低频下以很低的功率实现稳定(低噪)测量。

对不同的应用，仪表放大器10的增益可能不同。例如，对于ECG感测，大约50的增益是合乎需要的。对于EEG感测，接近500的增益是合乎需要的。例如，对于EEG感测，可以将Cin设置为20微微法拉(pF)，将Cfb设置为40毫微微法拉(fF)，以实现大约500的增益。又例如，可以将Cin设置为10pF，将Cfb设置为200fF，以实现大约50的增益。

图5所示的波特图显示了仪表放大器10的噪声性能示例。特别地，波特图中的线58和59分别代表斩波之前(在混频放大器14的输入之前)的噪声和斩波之后(在混频放大器14的输出)的噪声。线58显示斩波之前噪声内容主要位于低频。在高频只存在白噪声。在优选实施例中，斩波频率高于1/f噪声和热噪声交会点的拐角。相应地，线59显示包含在斩波后信号中的噪声被显著消除。包含在斩波后信号中的噪声主要是理论上的白噪声限度。

图6所示电路图详细图示仪表放大器10的混频放大器14的一个示例性实施例。如前所述，混频放大器14放大有噪声的调制输入信号25以生成放大信号，混频放大器14还解调放大信号。混频放大器14还从解调信号中显著消除噪声以产生输出信号31。在图6的示例中，混频放大器14是改进的折叠式共射共基放大器，其在低阻抗结点提供开关。改进的折叠式共射共基结构允许划分电流，以最大化噪声效率。一般地，在图6中通过增加两组开关对折叠式共射共基结构进行改进。一组开关在图6中图示为开关60A和60B(共同称作“开关60”)，另一组开关包括开关62A和62B(共同称作“开关62”)。

开关60被斩波逻辑驱动，以支持对用于在斩波频率进行解调的放大信号的斩波。特别地，开关60解调放大信号并调制前端偏移和1/f噪声。开关62嵌在由晶体管M6、M7、M8和M9组成的自偏置共射共基镜中，并由斩波逻辑驱动以向上调制来自晶体管M8和M9的低频误差。晶体管M6和M7中的低频误差被来自晶体管M8和M9的源极退化削弱。放大器26的输出31处于基带，允许利用晶体管M10和电容器63(Ccomp)组成的积分器使反馈路径16(图6未显示)和过滤调制偏移稳定。

混频放大器14有三大块：跨导体、解调器和积分器。其核心类似于折叠式共射共基。在跨导体部分，晶体管M5是输入晶体管M1和M2的差动对的电流源。在一些实施例中，晶体管M5可以通过大约800nA的电流，该电流被晶体管M1和M2平分，即每个晶体管的电流为400nA。晶体管M1和M2是放大器14的输入。在典型的差动对方式中，小电压差异将差动电流引至晶体管M1和M2的漏极。晶体管M3和M4作为低端电流吸收器，且每个可以吸收大概500nA，该电流是固定的，通常不变。晶体管M1、M2、M3、M4和M5一起形成差动跨导体。

在此示例中，大约100nA的电流被拉动流经解调器部分的每一引线(leg)。来自晶体管M1和M2的斩波频率AC电流也流过解调器的引线。开关60在解调器引线之间交替改变电流，以将测量信号解调回基带，同时来自跨导体的偏移被向上调制到斩波频率。如上文所述，晶体管M6、M7、M8和M9组成一个自偏置共射共基镜，且使信号在进入由晶体管M10和电容器63(Ccomp)组成的输出积分器前成为单端的。置于共射共基(M6-M9)中的开关62向上调制来自晶体管M8和M9的低频误差，而晶体管M6和晶体管M7的低频误差被来自晶体管M8和M9的源极退化抑制。源极退化还保持来自偏置N2晶体管66的误差受到抑制。偏置N2晶体管M12和M13形成共栅极放大器，其为斩波开关提供低阻抗，并向晶体管M6和M7传送对漏极电压不敏感的信号电流。

输出DC信号电流和向上调制误差电流传至积分器，该积分器由晶体管M10、电容器63和位于底部的NFET(n沟道场效应晶体管)电流源晶体管M11组成。再次，积分器既用于稳定反馈路径，又用于过滤掉被向上调制的误差源。晶体管M10的偏置可大约为100nA，并且相对晶体管M8成比例。低端NFET M11的偏置也可大约为100nA(吸收)。结果，积分器在没有信号时保持平稳。如果想要更多的电流驱动，可以使用标准的集成电路设计技术适当地提高积分尾部的电流。图6示例中的各种晶体管可以是场效应晶体管(FET)，更具体的是CMOS晶体管。

图7所示框图更详细地图示了仪表放大器10。应当理解，图7仅仅是示例性的，在任何情况下都不能被认为是对本公开所述发明的限制。相反，图7的目的是为详细描述仪表放大器10的运行提供一个概观。本概观作为一个框架用于描述上文提及的关于本公开提供的详细电路图的示例性实施例。

在图7中，前端12输出调制差动输入信号25。该调制差动输入信号携带位于载波频率的感兴趣的信号。如上文所述，前端12可以采用各种不同组件的形式。例如，前端12可以是调制(斩波)来自生理传感器的输入信号的连续时间开关电容器网络，也可以是调制刺激电流以生成AC调制信号的阻抗传感器，该AC调制信号通过病人组织与混频放大器AC耦合，或者是将数据编码的输出信号调制到载波频率以通过无线通道进行传播的遥测发射器的一部分。因此，应当理解前端12可以是任意组件或组件的组合，该组件生成本公开广泛描述的差动调制输入信号。

特别地，当使用连续时间开关电容器网络与生理传感器耦合来实现时，连续时间开关电容网络作为调制器运行，该调制器调制(斩波)生理传感器输出的差动信号至载波频率。生理传感器可以是一组电极、一个加速器、一个血压传感器、一个电压传感器或输出差动电压信号的其它传感器。特别地，例如生理传感器可以产生与生理信号成比例的差动信号，生理信号诸如ECG信号、EMG信号、EEG信号或其它信号。传感器产生的差动信号是低频信号。用生理信号作为示例，差动信号的频率在大约0Hz到大约100Hz的范围内，也可能小于大约2Hz，而一些情形下小于大约1Hz。

也可以使用除生理传感器之外的传感器。也就是说，传感器不需要输出与生理信号成比例的差动信号。相反，这种传感器可以是任意电极、加速器、血压传感器、电压传感器或输出差动信号的其它传感器，该差动信号可以表示生理信号，也可以不表示生理信号，或者可以用于医疗感测应用，也可以不用于医疗感测应用。然而，在生理传感器的情形下，载波频率可以在大约4kHz至大约10kHz的范围内，但是其它频率也是可能的。然而重要的是载波频率必须大大高于感兴趣的基带信号的频率并且在不向信号引入大量噪声的范围内，即混频放大器14不会向信号引入噪声的工作频率。

在这种情形下，前端12中的调制器可以包括在生理传感器的输出之间切换的一组差动开关以调制(斩波)输入信号的振幅，例如CMOS开关。时钟96提供前端12中的调制器和混频放大器14中的解调器86使用的时钟信号以调制载波(斩波)频率的差动输入信号。在一端，开关相互交叉耦合并在传感器的输出端之间切换，以抑制共模信号并作为连续时间过程运行，即非取样过程。开关在另一端与混频放大器14的输入电容器耦合，以构成连续时间开关电容器网络。通过这种方式，前端12振幅调制(斩波)在混频放大器14输入的差动输入信号。因此，前端12产生的调制差动输入信号是频率等于载波频率的方波。图8提供了此示例性实施例的电路图。

当前端12实现为阻抗传感器时，前端12可以包括一组CMOS SPDT开关，开关的一端与参考电位耦合，另一端与相应的电阻器耦合。这些开关在参考电位之间切换且相互交叉耦合以通过电阻器调制(斩波)刺激电流和抑制共模信号。电阻器与各自的电容器串联，这些电容器通过病人组织与混频放大器14AC耦合。斩波后的刺激电流在组织上生成斩波后的电压，其振幅在与混频放大器14AC耦合的载波频率处被调制。图9提供了此示例性实施例的电路图。

当仪表放大器10用于解调遥测信号时，前端12可以视为遥测系统中发射器的一部分。特别地，前端12可以利用遥测领域中已知的任意电路来实现，该电路将数据编码的信号调制到载波频率以通过无线信道进行传输。例如，前端12可被视为位于植入病人体内并与诊治者或病人程序装置通信的IPG中接收器的一部分。可替代地，前端12可以是诊治者或与植入病人体内的IPG通信的病人程序装置的接收器的一部分。图15A提供了此示例性实施例的详细方框图。

总之，前端12为混频放大器14产生差动输入信号。噪声，例如1/f噪声、跳跃噪声和偏移，进入混频放大器14的仪表放大器10的信号路径以产生有噪声的调制输入信号25。有噪声的调制输入信号25包括被向上调制到载波频率的原低频成分和基带的噪声成分。

如上所述，混频放大器14可以使用图6所示的改进型折叠式共射共基放大器结构实现。基准与偏置电压发生器94向混频放大器14提供偏置和基准电压。为了简单，混频放大器14在图7中图示为包括放大器84、解调器86和积分器88，它们分别与图2中的放大器26、解调器28和积分器30对应。相应地，放大器84放大有噪声的调制输入信号25，解调器86解调放大信号27。更具体地，解调器86将放大信号的原低频信号成分解调回基带，并将噪声信号23向上调制到载波频率，从而保持期望信号与噪声的分离。时钟96向驱动解调器86提供时钟信号。例如，对于图6的电路图，时钟96向作为解调器86运行的驱动开关60和62提供时钟信号。积分器88关于基准与偏置电压发生器94提供的偏置电压积分解调信号29，并用作显著消除频率在基带外的信号成分的低通滤波器。结果，位于解调信号29的载波频率的噪声被显著地从积分器88的输出即输出信号31中消除。

在图7中，反馈16包括负反馈路径90、负反馈路径92和正向反馈路径98。为了提供差动-单端转换，反馈路径90、92和98每条路径都可包括两个对称的反馈路径分支，以分别向混频放大器14的正、负差动输入提供反馈。特别地，负反馈路径90在输入处向混频放大器14提供负反馈，以保持信号变化较小。负反馈路径90的每条反馈路径分支都用基准与偏置电压发生器94提供的基准电压调制输出信号31。为了保证任何时候负反馈路径90中都存在负反馈路径，施加至反馈路径90的负反馈路径分支的斩波频率和与前端12同步的反馈路径之一彼此的相位应该相互180度反相。通过这种方式，负反馈路径90的一条反馈路径分支在每半个时钟周期内施加负反馈。结果，混频放大器14输入的差动信号较小并以基准电压为中心。负反馈90显著地消除仪表放大器10的动态限值，即输出信号31中的低频干扰。

负反馈路径92允许构造高通滤波器。特别地，负反馈路径92关于基准与偏置电压发生器94提供的基准电压积分仪表放大器10的输出即输出信号31，并通过电容器将积分的信号施加至混频放大器14的输入。负反馈路径92的每一条反馈路径分支用基准电压调制积分输出信号。与上文描述的负反馈路径90的反馈路径类似，负反馈路径92的反馈路径分支的相对相位应保证每半个时钟周期中都存在负反馈路径。在运行中，负反馈路径92在低频处于支配地位，并抑制仪表放大器10的DC响应。然而，负反馈路径90在通带频率处于支配地位。反馈路径90中反馈电容的标定和反馈路径92的时间常数设置滤波器的高通拐点。也就是说，反馈路径90和92中的电容器用于设置高通拐点。

例如，当仪表放大器10用于心脏监测应用时，高通滤波器可以用于抑制起搏后的假象。而当仪表放大器用于监测脑部信号时，高通滤波器可以用于过滤电极偏移。例如，反馈路径92可用于构造截频大约等于2.5Hz、0.5Hz或0.05Hz的高通滤波器。在此情形下，反馈路径90可能在频率低于2.5Hz、0.5Hz或0.05Hz的截频处处于支配地位，而反馈路径90可能在频率高于截频处处于支配地位。在一示例中，反馈路径92的截频大约等于0.5Hz，允许反馈路径90在大于大约0.5Hz的频率处处于支配地位，例如在大于大约5Hz至100Hz的频率处。

正向反馈路径98增加仪表放大器10的输入阻抗。更具体地，正向反馈路径98对输出信号31进行取样，并在对输入信号施加斩波调制之前向前端12提供反馈。正向反馈有效地“替换”混频放大器14输入电容器的电荷，该电荷在取样过程中损失。正向反馈路径98将仪表放大器10的输入阻抗增加大约一个数量级或更多。正向反馈路径98的每个反馈路径分支都包括开关电容器排列以向输入电容器增加补偿电荷。

虽然图7将反馈路径16描述为包括负反馈路径90、负反馈路径92和正向反馈路径98，但是只有负反馈路径90可被提供给仪表放大器10以在低频下以很低的功率实现稳定测量。相应地，反馈路径92、98被认为是可选的辅助反馈路径，其可以使仪表放大器10实现额外的性能提升。因此，本公开描述的本发明的各示例性实施例可以包括反馈路径92和98中的一条反馈路径或两条反馈路径，或者两条反馈路径都不被包括在内。当仪表放大器包括反馈路径92和98时，正向反馈路径98可以从负反馈路径92取样积分的输出信号，而不是取样混频放大器14的输出信号。根据后面其它图中的电路图，反馈路径90、92和98的相互排列将会更明显。

在一些实施例中，时钟96可以包括一个或多个时钟。例如，当仪表放大器10植入单个芯片时，单个时钟可以向前端12、混频放大器14和反馈路径16提供时钟信号。然而，在一些实施例中，例如当仪表放大器10用于解调遥测信号时，前端12可以在并非混频放大器14和反馈16的单个芯片上实现。在这种情形下，可以向前端12提供来自一时钟的时钟信号，而另一时钟向混频放大器14和反馈16提供时钟信号。在此情形下，两个时钟可以彼此不同相。由于时钟应该彼此同相以保证可以恢复传输信号，因此在接收器需要额外的电路来同步时钟。

基准与偏置电压发生器94为前端12、混频放大器14、负反馈路径90和负反馈路径92提供偏置电压。当前端12包括生理传感器时，基准与偏置电压发生器94可以提供驱动生理传感器的基准电压。基准与偏置电压发生器94还可以向阻抗传感器的电极提供基准电压。如图6所示，对于混频放大器14，基准与偏置电压发生器94可以提供用于偏置晶体管的偏置电压。与之前所述的反馈路径90和92中的信号混频的基准电压也可以由基准与偏置电压发生器94提供。0伏至1.2伏(能带隙)或0伏至0.6伏(半能带隙)的偏置电压可用作偏压点。

图8所示电路图图示了一种仪表放大器100。仪表放大器100是本公开之前所述的仪表放大器10的示例性实施例。在图8中，仪表放大器100包括传感器101，该传感器在其输出102A和102B(共同称作“输出102”)之间产生差动电压。输出102A和102B分别提供电压Vin-puls和Vin-minus。传感器101可以是生理传感器，其将生理信号转换成输出102上的差动电压。例如，传感器101可以是加速器、血压传感器、力传感器、回转器、温度传感器、一对电极等。

输入102A和102B分别通过开关104A和104B(共同称作“开关104”)连接到电容器106A和106B(共同称作“电容器106”)。开关104由系统时钟(未显示)提供的时钟信号驱动，并被彼此交叉耦合以抑制共模信号。电容器106的一端与开关104中相应的一个耦合，而另一端与混频放大器116的相应的输入耦合。特别地，电容器106A与混频放大器116的正向输入耦合，电容器106B与混频放大器116的反向输入耦合，提供差动输入。

在图8中，传感器101、开关104和电容器106组成前端110。前端110通常与仪表放大器10的前端12对应。特别地，如之前关于前端12的描述，前端110作为连续时间开关电容器网络运行。开关104在开状态和闭状态之间切换，其中输入102在一时钟频率与电容器106耦合，以调制(斩波)传感器101的输出至载波(时钟)频率。如前所述，传感器101的输出可以是频率范围在大约0Hz至大约100Hz之间的低频信号。载波频率的范围在大约4kHz至大约10kHz之间。因此，低频传感器输出被斩波至较高的斩波频带。

开关104相互同相切换以向混频放大器116提供差动输入信号。在时钟信号的第一相位期间，开关104A将传感器输出102B连接至电容器106A，开关104B将传感器输出102A连接至电容器106B。在第二相位期间，开关104改变状态，从而开关104A将端口102A耦合至电容器106A，开关104B将端口102B耦合至电容器106B。开关104在第一相和第二相之间同步交替以调制输出102处载波频率的差动电压。最终的斩波差动信号通过电容器106施加，电容器106耦合经过混频放大器116输入的差动信号。

电阻器108A和108B(共同称作“电阻器108”)提供控制混频放大器116输入的电压偏置的DC传导路径。也就是说，可以选择电阻器108来提供用于保持偏置阻抗高的等量阻抗。例如，可以选择电阻108来提供5G欧姆的等量阻抗，但等量阻抗的绝对大小对仪表放大器100的性能不是关键。一般地，提高阻抗将改善噪声性能和谐波的抑制，但会增加从过载恢复的时间。提供一个参照框架，5G欧姆的等量电阻器会通过输入电容(Cin)大约为25pF产生大约为20nV/rt Hz的折合到输入端(RTI)噪声。鉴于这种情况，维持阻抗高的一个强烈动机是抑制高频谐波，在每半个时钟周期内，由于高频谐波位于混频放大器116的输入结点，所以高频谐波会混入信号链。

重要的是要注意到电阻器108只是示例性的，用于说明控制混频放大器116信号输入的众多不同偏置方案中的一个。事实上，偏置机制很灵活，因为最终的等量阻抗的绝对值不是关键。通常，电阻器 108和输入电容器106的时间常数可选为大约是斩波频率的倒数的100倍。

混频放大器116可能在施加至其输入的差动信号中产生噪声和偏移。由于这个原因，差动的输入信号通过开关104A、104B和电容器106A、106B被斩波，以将感兴趣的信号放置在与噪声和偏移所处频带不相同的频带中。这样，混频放大器116第二次斩波放大信号，以将感兴趣的信号向下解调至基带，同时向上调制噪声和偏移至斩波频带。通过这种方式，仪表放大器100保持噪声、偏移与感兴趣信号的明显分离。混频放大器116和反馈路径118处理有噪声的调制输入信号，以实现对传感器101输出的低频率信号的稳定测量同时以低功率运行。

如上文所述，在低功率运行会限制混频放大器116的带宽，并在输出信号中产生失真(波动)。混频放大器116和反馈路径118与上述的混频放大器14和反馈路径16对应，因此运行方式也类似。更具体地，反馈路径118与图7描述的负反馈路径90对应。通过分别将低频结点的斩波和AC反馈结合，混频放大器116和反馈路径118显著消除斩波稳定的动态限值。

在图8中，为了简单，混频放大器116用一个放大器的电路符号表示。然而，应当理解，混频放大器116可根据图6提供的电路图实现。因此，混频放大器116提供对前端12的同步解调，并显著消除1/f噪声、跳跃噪声以及信号中的偏移，以输出一信号，该信号是传感器101产生的差动电压的放大表示。

如果没有反馈路径118提供的负反馈，则由于放大器在低功率时的有限带宽，混频放大器116的输出将包含在期望信号上重叠的尖峰。然而，反馈路径118提供的负反馈抑制这些尖峰，从而仪表放大器100在稳定状态的输出是传感器101产生的差动电压的放大表示，并具有很低的噪声。图8中的反馈路径118可以包括两条反馈路径，这些反馈路径提供差动-单端接口。顶部的反馈路径分支调制混频放大器116的输出，以向混频放大器116的正输入端提供负反馈。反馈路径分支包括电容器112A和开关114A。类似地，反馈路径118的底部反馈路径分支包括电容器112B和开关114B，该电容器112B和开关114B调制混频放大器116的输出，以向混频放大器116的负输入端提供负反馈。电容器112A和112B在一端分别与开关114A和114B连接，在另一端分别与混频放大器116的正、负输入端连接。

开关114A和114B在基准电压(Vref)和混频放大器116的输出之间切换，以分别为电容器112A和112B提供电荷。例如，基准电压可以是位于放大器116的最大轨电压和地之间的中轨(mid-rail)电压。例如，如果放大器电路由0至2伏的电源提供动力，则中轨Vref电压可以是类似于1伏的电压。重要地，开关114A和114B相位应该相互180度反相，以保证在每半个时钟周期内都存在负反馈路径。开关114中的一个还需要与混频放大器116同步，从而负反馈抑制混频放大器116输入信号的振幅，以保持信号在稳定状态变化较小。通过保持信号变化较小并在混频放大器116的低阻抗结点开关，例如在图6的电路图中，开关结点仅发生明显的电压转换。因此，低频干扰(波动)在混频放大器116的输出被显著消除或减少。

开关104和114和位于混频放大器116的低阻抗结点的开关，可以是CMOS SPDT开关。CMOS开关提供快速开关动力学，可以使开关被看作是一连续过程。仪表放大器100的传递函数可以由以下方程式(1)提供的传递函数定义，其中Vout是混频放大器116输出端的电压，Cin是输入电容器106的电容，ΔVin是混频放大器116输入端的差动电压，Cfb是反馈电容器112的电容，Vref是将开关114与混频放大器116混频的基准电压。Vout＝Cin(ΔVin)/Cfb+Vref(1)方程式(1)清晰地表明仪表放大器100的增益由输入电容器Cin与反馈电容器Cfb即电容器106和电容器112的比值设置。比值Cin/Cfb可以选为类似100的数值。电容器112可以是片上双层多晶硅电容器或其它类型的MOS电容器，并且应该匹配良好，即对称。

虽然未在图8中显示，但是仪表放大器100可以包括用于自动调零放大器100的并联反馈路径。并联反馈路径可用于快速重置放大器100。还可以提供紧急再充电开关与偏置结点并联，以有助于快速重置放大器。输入电容器106的功能是向上调制传感器101的低频差动电压以及抑制共模信号。与上文讨论的一样，为了实现向上调制，通过SPDT开关104将差动输入连接到感测电容器106A、106B。开关的定向为ac跨导体混频放大器116提供差动输入。这些开关104工作在时钟频率，例如4kHz。由于感测电容器106在两个输入之间切换，所以差动电压被向上调制至载波频率，而低频共模信号被电荷传递函数中的零位抑制。高带宽共模信号的抑制依赖于差动结构及电容器的良好匹配。

如图8的进一步显示，对于心脏起搏器、心脏去颤器或神经刺激系统传送的刺激脉冲与测量一起进行的应用，可以向仪表放大器100混频放大器116和耦合电容器106的输入添加消隐(blanking)电路，以确保在重新连接混频放大器116至前端110前输入信号稳定。例如，消隐电路可以是消隐多路复用器(MUX)111，其选择性地耦合并去耦混频放大器116和前端110。例如，在刺激脉冲传送过程中，消隐电路有选择地去耦混频放大器和差动输入信号，并且有选择地禁用第一和第二调制器，即开关104、114。

消隐MUX 111是可选的，但是是合乎需要的。驱动开关104、114作为调制器运行的时钟不能简单地关闭，因为混频放大器116中残留的偏置电压会在几毫秒内使放大器饱和。由于这个原因，可以提供消隐MUX 111，以在利用心脏起搏器、心脏去颤器或神经刺激系统施加刺激过程中以及在施加刺激之后使放大器116与输入信号去耦指定的时间段。

要达到合适的消隐，在混频放大器116继续解调输入信号时应禁用输入和反馈开关104、114。这将保持混频放大器116中积分器的状态，因为当解调器继续斩波DC偏移时，调制信号不在积分器的输入端。因此，消隐MUX 111还可以包括被配置成在消隐间隔期间选择性地禁用开关104、114的电路或与这种电路有关。在消隐后，混频放大器116需要额外的时间重新稳定，因为还余留一些扰动。因此，总的消隐时间包括当输入和开关104、114被禁用时解调输入信号的时间以及使任何余留扰动稳定的时间。例如，在施加刺激脉冲后的消隐时间大约为8毫秒，其中混频放大器116使用5毫秒，AC耦合组件使用3毫秒。

图9所示电路图图示一种用于测量组织负载211的阻抗的仪表放大器200。组织负载211表示病人的组织，其阻抗由仪表放大器200进行测量。组织211可以是器官组织，例如心脏组织、肺部组织、或脑部组织、肌肉组织、脂肪组织、或其它可测量其阻抗以诊断慢性或急性疾病状态或其它医疗状况的组织。一些阻抗测量的示例性应用包括检测肺水肿、每分通气呼吸测量、心脏动力学测量和脑部信号测量。通常，重要的是仪表放大器200不能刺激组织中的可兴奋细胞或引起其它有害影响，诸如电极腐蚀。

仪表放大器200通常与图1-7描述的仪表放大器10一致。在图9的示例中，仪表放大器200应用同步检测原则，以便以低功率、固有的电荷平衡、电极电势的抑制和小的刺激电流准确地测量组织负载211的阻抗。仪表放大器200是上文描述的仪表放大器10的一示例性实施例。与仪表放大器10类似，仪表放大器200包括前端210，混频放大器226和反馈路径228。这些特性通常对应仪表放大器10的前端12、混频放大器14和反馈路径16。

在图9中，前端210包括端口202A和202B(共同称作“端口202”)的输入电压、开关204A和204B(共同称作“开关204”)、电阻器206A和206B(共同称作“电阻206”)以及电容器208A和208B(共同称作“电容器208”)。通常，前端210调制刺激电流，其在组织负载211上产生电压。刺激电流可通过两个或三个电极施加给组织负载211，这些电极可以放在一条或多条引线上或置于植入式医疗设备外壳的表面上。类似地，经过组织负载211产生的电压信号可以被部置在一条或多条导线或设备外壳上的两个或多个电极检测到。组织负载211上的电压通过电容器222A和222B(共同称作“电容器222”)分别与混频放大器226的正、负输入AC耦合。因此，由组织负载211表示的组织不会暴露给DC电流。另外，值大约为10微安或更小的微小调制(AC)刺激电流不会显著地使由组织负载211表示的组织兴奋。

开关204在端口202的输入电压(Vstim+和Vstim-)之间切换，以通过电阻器206A和电容器208A以及电阻器206B和电容器208B的电阻-电容(RC)对产生刺激电流。开关204、电阻器206和电容器208可形成交流(ac)电源，其在时钟频率产生ac刺激电流以施加给负载，诸如211。特别地，开发204、电阻器206和电容器208构成一个调制器，其以时钟频率调制第一和第二电压Vstim+和Vstim-，以生成刺激电流施加给负载。但是，可以使用其它类型的ac电流源来提供用于阻抗测量的ac刺激电流。

输入电压Vstim+和Vstim-可由采用仪表放大器200的设备中的稳压电源提供，设备诸如如植入式医疗设备。开关204以斩波频率打开和关闭以有效斩波由端口202的输入电压通过RC对(206，208)传送的输入刺激电流，从而测量组织阻抗。通过这种方式，前端210产生调制差动输入信号，该信号由混频放大器226和反馈路径228处理。引线上的电极可在端口202提供刺激电流，这些引线与植入病人体内的IPG相连。这是传送用于阻抗测量的刺激电流的一个示例。可替代地，与驱动开关204的时钟(未显示)相比，端口202处的基准电压以及电阻器206和电容器208的大小可以由刺激电流、测量的线性以及仪表放大器200的时间常数的限制来确定

例如，利用10微安的刺激电流，端口202A和202B可分别提供2伏和0伏的电压，电阻器206可以选择为100KΩ的电阻器。可替代地，使用2000KΩ的电阻器和100KΩ的电阻器生成0.5微安的刺激电流。使用电容为10nF的电容器208导致时间常数为1毫秒的刺激电流，这要求刺激电流的频率大约为5kHz，以保证稳定动力学的误差最小。在此情形下，假设负载为1kHz，则测量的非线性必然低于0.5％。

混频放大器226的输入包括高通滤波器212和耦合电容器222A、222B。在一些实施例中，对心脏动力学测量，高通滤波器212有助于维持起搏后恢复至最小值。在图9中，高通滤波器212包括电容器214A、214B(共同称作“电容器214”)和电阻器216A、216B(共同称作“电阻器216”)。可以选择电容器214和电阻器216的值，使得高通滤波器212具有高通拐点频率，以确保发生在混频放大器226的相位误差最小，例如低于等量测量误差的1％，同时在2.5ms至5倍时间常数内处理所有余留的起搏误差。对一些应用，诸如心脏阻抗分析，高通拐点频率可以例如在大约300Hz至大约800Hz的范围内。

电阻器224A和224B(共同称作“电阻器224”)控制混频放大器226的输入电压。相应地，电阻器224与图7中的电阻器108类似，且仅仅是示例性的。如上文所述，可以选择电阻器224或不同的偏置机制以提供5GΩ的等量电阻，虽然电阻绝对值不是关键。

混频放大器226和反馈路径228处理有噪声的调制输入信号，以实现以低功率稳定测量组织负载211上的差动电压。混频放大器226和反馈路径228通常对应于图7中的混频放大器116和反馈路径118。相应地，混频放大器226提供对前端12的同步解调，并显著消除来自放大输出信号的噪声，如1/f噪声、跳跃噪声和偏移。混频放大器226可以在低阻抗结点开关采用改进的折叠式共射共基放大器结构实现，基本如图6所示。

如图9所示，反馈路径228包括顶部和底部反馈路径分支，该反馈路径分支提供负反馈和单端-差动接口。顶部和底部反馈路径分支包括分别与开关232A和232B(共同称作“开关232”)连接的电容器230A和230B(共同称作电容器“230”)。开关232A和232B的相位相互180度反相，并在混频放大器226输出和基准电压(Vref)之间切换，以调制混频放大器226的输出。结果，如本公开之前所述，反馈路径218提供负反馈以保持混频放大器226输入端的信号变化小。

开关206、开关232和混频放大器226中低阻抗结点的开关可以是CMOS SPDT开关或提供快速动力学的其它开关。仪表放大器200的传递函数与图7和图8中描述的仪表放大器100的传递函数相同。因此，反馈电容器(即电容器230)的电容与输入电容器(即电容器222)电容的比值设置仪表放大器226的增益。电容器222和230可以是双层多晶硅电容器或其它类型的MOS电容器，并且应当良好匹配，即对称。电容器222和230可以与其它仪表放大器组件共同置于片上。

在操作中，仪表放大器200可以以载波频率和奇数谐波将电磁干扰(EMI)调入调制输入信号。为了确定通道是否破坏，可以监测仪表放大器200的输出而不向前端210施加刺激电流。可替代地，可以使用展频技术中止前端210和混频放大器226之间的同步时钟检测。展频计时将不相关的噪声分解为将被混频放大器226显著消除的宽带噪声信号，同时维持相关的阻抗测量。

仪表放大器200的输出可发送到模数转换器(ADC)(未显示)，模数转换器施加额外的处理用于测量组织负载211的阻抗。而且，当仪表放大器200被植入病人体内时，组织-电极接口(前端12)可与测量电路(混频放大器226和反馈路径228)电流隔离。隔离有助于抑制电极极化并确保经过电极的净电荷平衡。

仪表放大器200可用于将引线阻抗的测量与肺水肿、每分通气和心脏动力学的阻抗测量分离。原因是对这两种测量的要求不同。引线阻抗一般要求就在传送起搏或刺激脉冲以及若干个需要测量的向量之前进行快速取样。感测信道的扰动不是主要问题，因为刺激脉冲紧随测量之后。这有利于施加大、快速的取样刺激电流。然而肺水肿、每分通气和心脏动力学的测量发生在低频，低频处感测信道应当没有扰动和噪声。来自这种测量即引线阻抗测量的明显扰动破坏感测信道准确检测起搏后的诱发电位的能力，并且会导致过感测。因此肺水肿、每分通气和心脏动力学更偏爱于用连续时间方法平均的低级刺激。仪表放大器200使对肺水肿、每分通气和心脏动力学测量与引线阻抗的测量分离。

虽然未在图9中显示，对结合由心脏起搏器或神经刺激系统传送的刺激脉冲一起进行测量的应用，可向仪表放大器200添加消隐多路，诸如图8所示的消隐MUX 111。例如，消隐MUX可以将输入电容器222从混频放大器226的输入端断开。另外，在消隐过程中可禁用输入和反馈调制器。在一些实施例中，消隐MUX可以置于高通滤波器212和耦合电容器222之间，确保在重新连接混频放大器226和前端210前输入信号稳定。因此，消隐电路可以是选择性地耦合及去耦混频放大器226和前端210的多路复用器(MUX)。如参照图8时提及的，消隐电路是合乎需要的，因为驱动开关的时钟不能简单地关闭，其原因是混频放大器226上残留的偏移电压会在几毫秒内使放大器饱和。

为了实现合适的消隐，当混频放大器226继续解调输入信号时应禁用输入和反馈开关222和232。这会保持混频放大器226中积分器的状态，因为当解调器继续斩波DC偏移时，调制信号不在积分器的输入端。在消隐之后，混频放大器226可能需要额外的时间重新稳定，因为会余留一些扰动。因此，总的消隐时间包括输入和反馈开关禁用时解调输入信号的时间和处理任意余留扰动的时间。示例性消隐时间可能大约为8毫秒，其中混频放大器226使用5毫秒，AC耦合组件使用3毫秒。

通过实验，发现通过仪表放大器200测量的线性满足了对于500nA刺激电流0.05％的理论限制以及对于10μA刺激电流1.5％的理论限制。由于混频放大器226有限的输出阻抗，最差的线性位于高阻抗。也就是说，较高的刺激电流导致更大的非线性。在实践中，经过类似于1kΩ的组织负载时，合理的刺激向量的可观察的非线性很小。

实验还显示包括混频放大器和负反馈的仪表放大器测量的本底噪声大约为100nV/rt Hz，仪表放大器诸如仪表放大器100和200。这与在用1μA刺激电流运行的混频放大器226的输入晶体管中理论预期形成Johnson噪声一致。对于10μA刺激电流，将转换成0.01ohms/rtHz的等量本底噪声，这远低于很多生理应用中的要求。

图10的图形图示了仪表放大器300的示例性信号流程示例，该放大器包括用于构造高通滤波器的负反馈。参照图2，图10中仪表放大器300的结构与仪表放大器10的结构基本相同，但增加了负反馈路径92。相应地，图2和图10中编号类似的组件具有类似的功能。为了简洁并避免重复，未详细描述通过前端10、仪表放大器14和反馈路径90的信号流程。而是描述了由混频放大器14生成、通过负反馈路径92的输出信号31的流程。

通常，负反馈路径92对输出信号31执行额外的信号处理，以在混频放大器14的输入端构造高通滤波器。高通滤波器显著消除频率低于高通滤波器拐点频率的信号成分。例如，反馈路径92可将拐点频率设置大约为2.5Hz、0.5Hz或0.05Hz。通常，负反馈路径92抑制拐点频率和DC之间的信号。如前所述，反馈路径92通过对称的反馈路径为混频放大器14各自的输入端提供差动反馈。反馈路径应相互180度反相，从而每半个时钟周期应用负反馈。

如图10所示，负反馈路径92包括积分器302和调制器304。积分器302关于基准电压积分输出信号31。基准电压应与仪表放大器300中通过调制器20、28和34调制信号的基准电压相同。在一些实施例中，开关电容器积分器可用于积分器302。在其它实施例中，可使用标准RC积分器。然而，开关电容器积分器可提供特定的优势。

调制器304调制积分器302的输出，以向输入混频放大器14提供差动电压。由于调制器304应与反馈路径90同步，因此时钟信号21C也驱动调制器304。如图10所示，当积分器302作为开关电容器积分器实现时，时钟信号21C也提供给积分器302。图10还显示了输入电容(Cin)13、用于反馈路径90的反馈电容(Cfb)17、用于反馈路径92的高通滤波器电容(Chp)10。

在运行中，积分器302在调制器304的开关电容器上生成电压，其抵消调制器34中开关电容器的电荷。当对混频放大器14应用输入步骤时，信号被积分器30积分。最初，解调信号29和积分器30的基准电压之间的电压差相对较大。相反，输出信号31的电压和积分器302的基准电压之间的电压差相对较小。结果，积分器30在调制器34的开关电容器上积累电荷比积分器302在调制器304的开关电容器上积累电荷更快。

然而，附着时间的推移，解调信号29和积分器30基准电压之间的电压差减小，并且积分器不积累同样多的电荷。同时，输出信号31和积分器302基准电压之间的电压差增加，并且积分器302在调制器304的开关电容器上积累更多的电荷。因此，在稳定状态，反馈路径92支配反馈路径90，并且反馈抵消电荷主要通过负反馈路径92提供。结果，反馈路径92可以通过电容器17和19(Cfb和Chp)与时间常数的比值，该时间常数由电容器和积分器302的时钟频率设置。重要的是，由于仪表放大器300可以整体在单个芯片上实现，因此对于高通滤波器可以不需要片外电容器。

图11的示电路图图示仪表放大器300。如图11所示，仪表放大器300的结构与仪表放大器100的结构基本相同，但增加了负反馈路径92。相应地，图7和图10中编号类似的组件有相同的功能。为了简洁并避免重复，未描述这些功能相同的组件的操作。但是，描述了反馈路径92的操作。

负反馈路径92使混频放大器116的输出流出，并对混频放大器116的输入施加负反馈。在图11的示例中，积分器302是开关电容器积分器。积分器302不在混频放大器116配备的积分器和解调器之列。开关电容器积分器包括电容器310，该电容器通过开关312A耦合在放大器116的输出接地之间，并且通过开关312B耦合在放大器316的反向输入和地之间。开关312A和312B按在斩波频率切换，但相互反相。可以调整开关312A和312B的计时频率以设置积分器302的时间常数。放大器316的正端与基准电压(Vref)耦合，该基准电压可以与仪表放大器300中其它阶段信号混频的基准电压相同。电容器314耦合放大器316的输出和放大器316的负端。

反馈路径92的两条反馈路径使积分器302的输出流出，以向混频放大器116提供负反馈。特别地，顶部的反馈路径分支调制积分器302的输出以向混频放大器116的正端提供负反馈。顶部的反馈路径分支包括电容器320A和开关322A。类似地，底部的反馈路径92的反馈路径分支包括电容器320B和开关322B，这些开关调制积分器302的输出以向混频放大器116的负端提供负反馈。

电容器320A和320B在一端分别与开关322A和322B连接，在另一端分别与混频放大器116的正、负输入端连接。开关322A和322B在基准电压(Vref)和混频积分器302的输出之间切换，分别为电容器320A和320B提供电荷。开关322A和322B相互180反相切换。重要地，开关322A和322B应分别与开关114A和114B同步。通过这种方式，在时钟信号的每半个周期内都存在负反馈路径，并与该负反馈路径同步。

如图10中之前的描述，积分器302通过开关322A和322B(共同称作“开关322”)在电容器320A和320B(共同称作“电容器320”)上积累提供的电压。在稳定状态，电容器320的电荷抵消电容器106的电荷。更具体地，在稳定状态，电容器320的电荷支配低频时的反馈路径。因此，在稳定状态，电流主要流过负反馈路径92，少量电流或没有电流流过负反馈路径118。结果，反馈电容器112和320与积分器302的时间常数的比值设置由负反馈路径92提供的高通滤波器的拐点频率。拐点频率可以被设置为等于大约2.5Hz、0.5Hz或0.05Hz，或其它合适的频率。对于片上反馈电容器112，可以动态改变高通滤波器的特性以有助于从过载或瞬变恢复。

开关312和322可以是CMOS SPDT开关，或提供快速开关动力学的其它开关。电容器310、314和320可以是双层多晶硅电容器或其它类型的MOS电容器。

应当理解，图11所示的反馈路径92通常可以应用到本公开广泛描述的仪表放大器。因此，无论如何都不应将仪表放大器300视为限制性的。相反，仪表放大器300是许多仪表放大器示例中的一个，其包括用于构造本公开所述高通滤波器的负反馈路径。例如，可将图11所示的反馈路径92添加到图9中的仪表放大器200。

图12的图形图示了仪表放大器400的示例性信号流程，仪表放大器400包括用于提高仪表放大器输入阻抗的正向反馈路径。仪表放大器400的结构与图2所示仪表放大器10的结构大致相同，但包括了正向反馈路径98用于提供额外的信号处理。相应地，图12与图2、图10中编号类似的组件具有相同的功能。为了简洁和避免重复，未详细描述经过前端10、混频放大器14和反馈路径90的信号流程。但是，描述了由混频放大器14生成、通过正向反馈路径98的输出信号31的流程。

一般地，正向反馈路径98使混频放大器14的输出流出，或者在提供反馈路径92时可选地使反馈路径92中的积分器302的输出流出。正向反馈路径98在调制器20之前即在施加斩波输入信号32之前向前端12提供反馈。如图12所示，正向反馈路径98包括由时钟信号21C驱动的开关电容器排列404(Cpos)。特别地，开关电容器404用于生成阻抗，其值大致等于仪表放大器400输入端的有效阻抗。下面的方程式(2)给出了仪表放大器的有效输入阻抗(Reff)，其中时钟信号21A-C的频率为Fclock，Cin是调制器20处输入电容器106A、106B的电容。相应地，方程式(3)描述了仪表放大器400获取的电荷，其中Q是电荷，ΔVin是电压变化。Reff＝1/(Fclock·Cin)(2)

正向反馈路径98通过将“置换”或将电荷放回调制器20 的开关输入电容器13，对流过有效阻抗的电流进行补偿。因为不包含反馈路径98的仪表放大器400的输出电压与用调制器20输入电容器106A和106B的电容Cin与调制器34的反馈电容器112A和112B的电容Cfb的比值乘以差动输入电压得到的值成比例，所以开关电容器排列404(Cpos)取样混频放大器14的输出，并使用正向反馈置换丢失的电荷。也就是说，正向反馈路径98注入电流，该电流补偿流经有效输入阻抗的电流。正向反馈路径98可提高等量低频输入阻抗大约一个数量级或更多。

正向反馈路径98还可以同时用作正向反馈路径92。在此情形下，正向反馈路径98可使正向反馈路径92输出的积分信号的输出流出。对于图10，正向反馈路径98可使积分器302的输出流出，而不会使混频放大器116的输出流出。

图13的电路图图示了仪表放大器400。在图13中，仪表放大器400的结构与仪表放大器300的结构大致相同，但具有正向反馈路径98，该路径使混频放大器116的输出流出并向前端110的电容器106提供正向反馈。图13与图8、图11之间编号相同的组件具有相同的功能。因此，为了简洁和避免重复，未描述这些组件的操作。但是，描述了正向反馈路径98的操作。

在图13中，正向反馈路径98通过第一反馈路径分支和第二反馈路径分支提供差动反馈。第一反馈路径分支(顶部的分支)调制混频放大器116的输出，以向混频放大器114的正输入端提供正向反馈。第一反馈路径分支(图13中顶部的分支)包括电容器410A、开关412A和开关412B。开关412A选择性地将电容器410A的一侧耦合至基准电压Vref或混频放大器116的输出。开关412B选择性地将电容器410A的另一侧耦合至Vref或传感器101的输入端口102A。第二反馈路径分支(图13中底部的分支)包括电容器410B和开关412C。电容器410B的一侧耦合接地。开关412C选择性地将电容器410B的另一侧耦合至混频放大器116的输出或传感器101的输入端口102B。

在第一时钟相位期间，电容器410A和410B都与混频放大器116的输出耦合。因此，在第一时钟相位期间，电容器410A和410B取样混频放大器116的输出。在第一相位期间，电容器410A的一端与 Vref耦合。在第二时钟相位期间，电容器410A和410B的一端分别与输入端口102A和102B耦合。在第二时钟相位期间，电容器410A的另一端与Vref耦合，而电容器410B的另一端与耦合接地。根据在前端调制的过程中补偿取样输入电容器106A和106B所需的电荷选择电容器410A和410B的大小。例如，电容器410A和410B每个的电容值大约分别是每个反馈电容器112A和112B的反馈电容值Cfb的两倍。可在片上提供电容器410A、410B，用于紧密匹配电容器106A、106B和112A、112B。

在第二反馈路径分支(底部)中，在第二时钟相位期间即在第一时钟相位后，电荷被传送至前端开关104B，在第一时钟相位期间，电容器410B被耦合以对混频放大器116的输出取样。类似地，在第一反馈路径分支(顶部)中，电荷在第二时钟相位期间被传送至前端开关104A。为了产生自混频放大器116的单端输出的差动电荷转移，在第一反馈路径分支(顶部反馈路径分支而不是底部反馈路径分支)中采用差动开关机制与位于图底部的第二反馈路径分支采用的开关机制不同。用于驱动开关412A、412B、412C的时钟频率可与斩波频率相同。用于反馈路径98的基准电压，尤其是在相位1和相位2中与电容器410A耦合的基准电压，应与反馈路径118中使用的基准电压匹配。

开关412A、412B和412C可以是CMOS SPDT开关，或者提供快速开关动力学的其它开关。电容器410A和410B可以是双层多晶硅电容器或者其它类型的MOS电容器，并且可以与电容器112A、112B、106A和106B一起组装在芯片上。

如前所述，正向反馈路径98还可以与负反馈路径92同时使用。在这种情况中，用图11作为参考，正向反馈路径98可以抽样积分器302的输出。即开关412A和412C可以与积分器302的输出连接，而不是与混频放大器116的输出连接。

图14A图示了仪表放大器500的信号流程，该放大器在遥测系统中用作接收器498的一部分。例如，仪表放大器500可以用作植入式脉冲产生器(IPG)、植入式输药设备、或植入病人体内并通过遥测技术与外部程序装置通信的其它类型的植入式医疗设备(IMD)中接收器498的一部分，外部程序装置诸如诊治者或病人程序装置。另外，仪表放大器500也可以位于外部程序装置中，该外部程序装置与IPG或植入病人体内的其它类型的植入式医疗设备通信。接收器498可以自与IMD或外部程序装置相关的发射器499接收信号。接收器498和发射器499一起构成遥测系统，该遥测系统利用如本公开所述的仪表放大器500。如下文所述，第一斩波阶段位于发射器499中，而第二斩波阶段和反馈路径位于接收器498的仪表放大器500中。

一般地，仪表放大器500可以实现为IMD或IMD的程序装置中遥测电路的一部分，IMD利用“臂长遥测”通信。臂长遥测(ALT)指距离大约为10cm或更长的遥测。例如，ALT可以在大约为50cm的距离或大约为1m的距离内运行。相应地，ALT消除了将程序装置直接置于IMD上进行通信的负担。然而，由于信号等级随着程序装置和IMD之间距离的立方减少，因而ALT的信号等级为类似于几百微伏的等级。因此，ALT需要微功率电路来提取发射的信号，同时抑制或拒绝带外攻击，即噪声。攻击包括刺激环路攻击及类似现象。

可以将仪表放大器500配置成为开关键控(OOK)信号的检测提供同步解调。例如，这些信号由发射器499在175kHz的工业-科学-医疗(ISM)频带中发射。本公开描述的斩波稳定混频放大器，即具有负反馈路径90的混频放大器14，可以在仪表放大器500中实现，以便以很低的偏移和稳定增益来提供同步解调。另外，仪表放大器500的增益可以方便地由片上电容比值决定，即负反馈路径90中反馈电容器的电容与输入电容器的电容的比值。如图14A所示，仪表放大器500还包括时钟同步器502，用于纠正发射器499和接收器498的时钟信号之间的相位不匹配。时钟同步器502可包括根据本公开的一实施例的斩波稳定混频放大器。

在一个示例性实施例中，接收的信号可以利用175kHz信号的开关键控发射，以在程序装置和IMD之间发送数据，在IMD中存在包含仪表放大器500的接收器498。175kHz信号落在ISM频带内。可以用22微秒的固定间隔来对数据进行帧设计，以提供4.4kbps的速率。帧内信号的占空比表示数据字节是1还是0。

应当理解仪表放大器500不限于上述规定。相反，该规定是许多可用于ALT的示例性规定中的一个。相应地，图14A中的仪表放大器500和仪表放大器500的信号流程应被视为广泛讲授本公开所述的斩波稳定仪表放大器500如何用于同步解调臂长遥测信号的示例，因此，在任何情况下都不能被视为是限制性的。

图14A中仪表放大器500的信号流程从包含调制器520的发射器499开始。调制器520接收包含发射数据的输入数据信号532，以时钟信号521A定义的斩波频率斩波输入信号，以通过发射天线501和接收天线503生成发射至接收器498的输出信号。可配备额外的放大器或过滤器组件，以允许调制器520生成的调制信号的传送。与本公开描述的其它仪表放大器的实施例作类比，发射器499和调制器520实际组成一个前端12，该前端12为信号流程提供第一斩波阶段。因此，在这种情况中，整个仪表放大器500的前端12是与独立的设备有关的发射器499，独立的设备如IMD备或程序装置。发射器499生成数字比特流，并将数字比特流转换为模拟波形(输入信号532)，该模拟波形被调制器520调制到载波频率，如175kHz，以生成在无线信道传送的无线信号533。在这种情况中，无线信道是在程序装置和植入病人体内的IMD之间的无线信号533的路径。

无线信号533由接收天线502接收。混频放大器14接收来自求和结点522的信号525。如上文对图2、图10和图12的描述，混频放大器14可包括放大器26，解调器28和积分器30。这些图中编号类似的组件可以以类似的方式运行。例如，放大器26放大输入信号525，以生成放大信号，即放大信号527。调制器28在斩波频率解调放大信号527，以生成解调信号529，该解调信号携带位于基带的原数据流和被向上调制至175kHz的噪声。积分器30用基带组件抑制频带外的信号成分，从而生成几乎没有噪声523的输出信号531。

如上文对图10的描述，负反馈路径90提供负反馈，该负反馈保持混频放大器14输入端的信号变化小。特别地，负反馈路径90包括调制器34，调制器34调制输出信号531，以生成在求和结点522添加到信号路径中的差动反馈信号。时钟信号521C驱动调制器34通过反馈电容器17(Cfb)用载波频率调制输出信号531。负反馈路径90可包括两条反馈路径分支，该反馈路径分支对差动混频放大器14的正、负输入端应用负反馈。该反馈路径相互反相，以保证在每半个时钟周期内都存在一条负反馈路径。采用这种方式，混频放大器14运行在低功率，同时提供稳定、低噪声输出。

然而，在图14A中，提供时钟信号521A和521B的时钟并不位于同一物理位置。特别地，时钟信号521A由发射器498中的时钟提供，而时钟信号521B位于接收器499中的仪表放大器500中。相应地，时钟信号521B可能不与时钟信号521A同步。当时钟信号521A和521B之间的相移为90度时可能导致解调信号529中产生空信号(signal null)，或者导致差频，差频在可能的情况下使解码接收信号很困难。时钟同步器503纠正时钟信号521A和521B之间的相位不匹配。

如图14A所示，时钟同步器502使用接收的信号即输入信号533纠正时钟信号521A和521B之间的相位不匹配。调制器528使用时钟信号521B来斩波放大信号527，并且调制器34将时钟信号521B用在反馈路径90中以为至求和结点522的反馈斩波输出信号531。时钟信号521B和521A彼此基本同步，解码器504可由输出信号531生成数字比特流。解码器504可以是限制器或可将模拟基带信号转换为数字比特流的类似组件。例如，解码器504可包括由检测输出信号等级的比较器组成的限制器。比较器具有动态电平调整，以解决隐藏的本底噪声中的变化。可以向限制器添加适度的滞后，以防止短时间段内小振幅转换的数字波形中出现多个切换脉冲(trigger)。

时钟同步器502可以实现为锁相环路或者射频(RF)通信领域中已知的用于纠正发射器和接收器的时钟之间相位不匹配的其它组件。在一个示例性实施例中，时钟同步器502可包括本公开所述的斩波稳定混频放大器。斩波稳定混频放大器可用于从接收信号获得为混频放大器14提供时钟信号521B的混频时钟，从而消除正交重构的必要性。也就是说，本公开描述的仪表放大器的核心特性可用作时钟同步器502中的关键构建部分，用于从接收信号中构建同步时钟。关于具有负反馈90的混频放大器14对该核心特性进行了详细描述。

利用时钟同步器502中的斩波稳定混频放大器得到时钟信号有几个优势。第一，混频放大器是斩波稳定的，提供最小的提及的天线偏移(RTAO)。这为提取小幅接收信号提供纯净信号(clean signal)，该纯净信号为类似于100微伏。使用反馈路径90和补偿网络可以调整环路动力学，以抑制带外瞬变，同时维持对接收信号的锁相。另外，用斩波混频组件实现信号处理，以保持从电源获取的电流最小。例如，在一些实施例中，没有轮询(polling)的仪表放大器500的净备用电流大约为5微安或者更小。

总之，接收器498可以有三个主要的组成模块。天线503处的前端与两个斩波稳定混频器连接，其中一个在锁相环路502中使用以获取基准时钟，另一个在混频放大器14中使用以将接收信号转换至基带并放大该信号，同时抑制带外攻击。在时钟同步器502中，斩波稳定混频放大器通常作为线性混频器提供，以作为压控振荡器(VCO)中的相位检测器运行，而另一个斩波稳定混频放大器通常作为线性混频器运行，以为数据提取提供解调、放大和低通过滤。同相混频放大器14的输出传到解码器504进行数字化。图14A的结构提供同步解调器，其对在传送频带中的接收信号具有高灵敏度，同时抑制带外攻击。可以使用斩波稳定混频放大器结构进行低功率同步解调，低功率同步解调可在混频放大器14和时钟同步器502中使用。

图14B的电路图图示了图14A中遥测配置仪表放大器的输入和反馈电路。如图14B所示，混频放大器14通过输入电容器106A、106B(Cin)接收调制差动输入信号。输入电容器106A为混频放大器14的正输入端馈送正端差动天线信号(ANT+)。输入电容器106B为混频放大器14的负输入端馈送负端差动天线信号(ANT-)。可提供电阻器108A、108B以设置混频放大器14的输入，进而设置输入偏置阻抗。如其它实施例一样，通过反馈电容器112A、112B(Cfb)和开关114A、114B，混频放大器14的正、负输入端可耦合至反馈路径90的反馈路径分支。反馈电容器112(Cfb)的电容与输入电容器106(Cin)的电容的比值设定整个仪表放大器的标定增益。如其它实施例一样，还提供负反馈路径92来设置仪表放大器的高通截频。

图15A中的方框图图示仪表放大器500。根据本公开，图15A显示的仪表放大器包括混频放大器14和反馈路径16。然而，与上文描述的实施例不同，前端12处于不同的物理位置，与图14A和图14B一致。特别地，如参照图14A的描述，前端12位于远端IMD或程序装置中的发射器499中。仪表放大器500的接收天线503接收的信号已在远端IMD或程序装置中被斩波。仪表放大器500包括时钟同步器502，其纠正驱动远端设备中前端12的时钟与驱动混频放大器14的时钟之间的相位不匹配。时钟同步器502提供线性混频器，其提取在混频放大器14所提供的数据解调路径中使用的相位基准。

如图15A所示，接收天线503接收远端发射器输出的无线信号。仪表放大器500的混频放大器14如上文描述的那样运行，并且可以实现为在低阻抗结点开关的改进型折叠式共射共基放大器。因此，图15A显示的混频放大器14包括放大器26、解调器28和积分器30。在图15A中，混频放大器14从接收天线503接收调制的输入信号525。放大器26放大调制的输入信号525，以生成放大信号527。解调器28解调放大信号527，以生成使用折叠式共射共基放大器的低阻抗结点开关的解调信号529。然而，解调信号529可能会有空信号或差频，除非驱动解调器28的时钟与驱动发射器处调制器的时钟同步。这就是仪表放大器包括时钟同步器502的原因。

解调信号29可包括1/f噪声、跳跃噪声、载波频率(175kHz)处的偏移和基带中的原信号成分。积分器30积分解调信号529，以生成输出信号531。特别地，积分器30根据接收器中基准与偏置电压发生器提供的基准电压整合解调信号529，并以低通滤波器的角色抑制频率在基带外的信号成分。因此，位于解调信号529的载波频率的噪声被显著消除，以生成稳定、低噪声的输出信号531。

另外，由于负反馈路径90提供的负反馈的原因，输出信号531是稳定的。没有负反馈路径90，输出信号531包括重叠在期望信号上的一系列尖峰，这些尖峰使得难于将信号切割成数字比特流以及解码数据。这些尖峰是低功率运行的结果，低功率限制了混频放大器14的带宽。在混频放大器14的输入端提供负反馈保持在稳定状态下信号变化小，从而在开关结点只发生明显的电压转换。负反馈路径90包括对称的反馈路径，以分别为混频放大器14的正、负差动输入端提供负反馈。每条反馈路径分支用接收器中基准与偏置电压发生器提供的基准电压调制输出信号531。反馈路径分支相互180度反相，在每半个时钟周期内提供反馈。通过这种方式，混频放大器14和负反馈路径90显著消除低频干扰，以提供稳定、低噪声输出信号531。

如果发射器时钟和接收器时钟彼此不同相，则输出信号531可能会有空信号或差频。发射器时钟信号驱动将基频信号调制到载波频率的调制器，载波频率例如175kHz。接收器时钟为混频放大器14和负反馈路径90提供时钟信号。更具体地，接收器时钟提供驱动解调器28解调接收到的放大信号527的时钟信号，并提供驱动调制负反馈路径90中输出信号531的信号。

时钟同步器502纠正发射器时钟与接收器时钟之间的相位不匹配。特别地，时钟同步器建立从接收信号即调制输入信号525得到的同步时钟以生成纠正信号，混频放大器14中的解调器28和负反馈路径90中的调制器使用该纠正信号来补偿相位不匹配。

图15A中的时钟同步器502避免了使用比较器从接收信号获取混频时钟相关的问题。与使用比较器相关的问题包括由于接收信号功率低而生成方波的困难。也就是说，比较器在175kHz时钟频率难以将微伏特信号方波化。比较器一般还要求AC耦合的前置放大器或其它机制去除前端的DC偏移，否则这将导致类似于微伏特或更低的信号产生明显的占空比误差和/或死区。另外，比较器没有存储器，因此任意的信号交叉会导致信号混入基带。这对于类似于几百微伏特的信号是个问题，更具体地，对于类似于几百微伏对175kHZ ISM频带敏感的信号是个问题。

在图15A中，时钟同步器502作为锁相环路运行，并包括斩波稳定混频放大器560、补偿网络562、压控振荡器(VCO)565和延迟单元566和568。混频放大器560包括排列方式与混频放大器14类似或相同的混频放大器。混频放大器560不接收至混频放大器输入端的负反馈，而是接收应用于混频放大器560中解调器的正交相位时钟反馈。因此，在一些实施例中，斩波稳定混频放大器560可包括与本公开描述的混频放大器14类似的组件，并以与本公开描述的混频放大器14类似的运行方式运行。例如，参见图15A，斩波稳定混频放大器560可包括组成混频放大器的放大器、解调器和积分器，并被耦合以接收为生成稳定输出提供斩波稳定的负反馈路径。然而如上文提及到的，混频放大器560接收的负反馈可能是正交相位反馈，用于调整解调器的时钟频率。正交相位反馈与混频放大器560接收的输入信号反相。因此，斩波稳定混频放大器560包括一混频放大器，该混频放大器具有改进的折叠式共射共基放大器结构，在低阻抗结点提供开关。这种结构在图6中显示。斩波稳定混频放大器560在图15A中图示为单个方框。

一般地，时钟同步器502在其输出和混频放大器14的解调器28之间提供反馈路径。斩波稳定混频放大器560从接收天线503接收调制输入信号525，并生成稳定、低噪声信号。重要的是，斩波稳定混频放大器560显著地从接收的信号中移除偏移，并输出大致或非常接近方波的信号。结果，斩波稳定混频放大器560可以避免上文描述的与使用比较器相关的问题。

补偿网络562接收斩波稳定混频放大器560的输出，并运用积分器和高通零点(high-pass zero)。输出通过在补偿网络562中使用积分器来调整VCO 564，从而反馈时钟(VCO 564的输出)与接收信号正交。也就是说，由于在稳定状态斩波稳定混频放大器560输出零点净信号，因此发射时钟和VCO 564的输出正交。关键是通过在补偿网络562中使用积分器，积分器在接收信号处于“关状态”时保持VCO值(斩波稳定混频放大器560的输出仍然为零，因为信号消失)，并在信号重新增强时快速再次获取VCO。用这种方式，时钟同步器502可以被视为正交锁定在接收信号即调制输入信号25上的“矢量飞轮(phasor fly wheel)”。

为了此示例性实施例，VCO 564可以运行在大约350kHz(2*175kHz ISM频率)。VCO564的输出被延迟单元566和568处理以向斩波稳定混频放大器560、解调器28和负反馈路径90中的解调器提供正交信号。延迟单元568将VCO 564的输出馈送回斩波稳定混频放大器560的解调器。延迟单元566与VCO 564的反相相连，以生成用于解调器28和负反馈路径90的同相时钟。这样，因为VCO 564的输出被正交锁定在输入信号上，因此延迟单元566引入半个时钟周期的延迟，以生成用于混频放大器14(解调器28)和负反馈路径90的同相时钟。因此，延迟单元566被配置成以第一相位Φ将VCO 564的输出馈送至混频放大器14的解调器28和负反馈路径90的调制器34，同时延迟元件568被配置成以第二相位Φ′将VCO 564的输出馈送至混频放大器560的解调器。延迟单元566和568的输出相互90度反相。由于解调器28使用与发射器时钟同相的时钟信号，因此可以对混频放大器14的输出应用信号处理以恢复和解码传送比特。延迟单元566和568可以是D类型切换器或可用于向信号引入延迟的其它组件。

一般地，时钟同步器502可以是锁相环路，其为混频放大器14的数据解调路径和负反馈路径90提取相位基准。VCO 564的反馈调整斩波稳定混频放大器560的调制时钟，从而与输入信号525的时钟频率90度反相。在这种情况中，斩波稳定混频放大器560用作其输出用Vin*cos(Φ)计算的线性相位检测器，其中Vin是接收天线503的输入电压，Φ是斩波稳定混频放大器560和输入信号间的相位差。最终的传递函数在90度时为空。为了反馈补偿，关于该点的小变化可以近似为线性关系。

环路增益用输入电压度量的事实使VCO 560通过补偿网络562进行的补偿复杂化。通过在补偿网络562中使用简单的具有零点的简单积分器，可以在天线503为小信号获得稳定的锁相。然而，对大电压，补偿零点在时钟频率生成可以使信道饱满且不使用VCO的大信号。该信号的源头是混频放大器输出在锁相处的“隐藏状态”，该状态没有DC成分，但在混频处有显著的信号。为了消除此问题，可以在环路跨越区域外为补偿网络562添加第二电极。该电极的目的是在混频处抑制信号，并最小化VCO抖动。只要环路增益不太高，多余的电极应当不成问题。多余的电极被拉入补偿零位，用于将两个积分器(一个来自混频放大器560，一个来自VCO 564的相位积分)带离虚轴、进入左半个平面。

由于VCO 564得到精心补偿，所以可以在遥测连接的动态范围内实现鲁棒锁相。用这种方式，环路可以在相应速度较慢这方面得到优化补偿，并且当遥测连接距离增加和信号减弱时，从而可以更好地过滤干扰。在实践中，可以提供由接收信号强度(RSSI)驱动的状态开关，以在典型的遥测连接范围内维持统一的动力学。状态开关可以根据输入信号的等级调整时钟同步器502的环路增益。因此，对于较高的输入信号等级，环路增益会降低，而对较低的输入信号等级，环路增益会增加。

图15B所示方框图更加详细地显示了图15A中的时钟同步器502。图15B图示了与图15A基本类似的时钟同步器502，但还显示了混频放大器560的示例性组件。特别地，混频放大器560包括放大器26B、调制器28B和积分器30B，所有这些组件的功能与混频放大器14的放大器26、调制器28和积分器30类似。然而如图15B所示，延迟单元568馈送与输入信号525正交同相的VCO 564的输出，以调整混频放大器560的调制器28B。因此，调制器28B的反馈信号与输入信号525反相，且用于调整调制器28B的时钟频率，从而维持混频放大器560的斩波稳定。

图16所示方框图图示了植入式医疗设备(IMD)700的各组件，IMD包括本公开所述的仪表放大器。IMD 700包括治疗传送模块702、处理器704、存储器708、遥测模块706、传感器710、电源712、和治疗元件714。一般地，IMD 700包括斩波稳定仪表放大器，将其作为传感器710或遥测模块76的一部分或以上两者的一部分。

传感器710可以是血压传感器、加速器、活动传感器、阻抗传感器、电信号传感器或配置用于监测心声、脑部信号、和/或其它生理信号的其它传感器。虽然在图16中显示为包含在IMD 700内，但传感器710的一部分也可以位于IMD 700之外。例如，传感器转换器或者一个或多个电极可位于引线远端触点，该引线植入在病人体内的靶点，并通过导体与IMD700电耦合。可替代地，可以在IMD 700的外壳上或外壳内配备一个传感器转换器或一个或多个电极。例如，可以在IMD外壳内或从IMD延伸出的引线内配备加速器。为了感测电信号，传感器710可包括两个或多个电极，这些电极可都排列在引线上，或者一个电极在引线上、一个电极在IMD外壳上，或这些电极可都排列在IMD外壳上或其它电极排列方式。可以在IMD700的外壳内的传感器710内提供与传感器710相关联的传感器电路。

传感器710一般通过将信号或参数转换为输出电压或电流来提供对生理信号或参数的测量。如本公开所述，斩波稳定仪表放大器放大和过滤传感器输出，以生成稳定、低噪声信号，同时对功率的要求很低。用这种方式，斩波稳定仪表放大器可以使IMD 700依赖于有限电源712提供的功率运行几个月或者几年，电源712诸如可再充电电池或不可再充电电池。不管是哪种电池，都需要功率变换。

处理器704接收传感器710的输出，更特别地，接收与传感器710关联的斩波稳定仪表放大器的输出。处理器704可运用额外处理，例如在将用于处理的数值存入存储器708之前，和/或经过遥测模块706将这些值传送到外部程序装置之前，将输出转换为这些数值。遥测模块706也包括斩波稳定仪表放大器的至少一部分。处理器704也基于传感器710的输出控制对病人的治疗。

IMD 700可通过治疗组件714向病人传送治疗。在其它实施例中，IMD 700专用于感测，不包括治疗传送模块702。治疗组件714可以是一条或多条引线上携带的电极、IMD 700外壳上的电极、一个或多个液体传送装置或其任意组合。相应地，治疗传送模块702可包括植入式刺激生成器或其它刺激电路，其它刺激电路在处理器704的控制下通过构成治疗组件714的电极中的至少一些电极向病人传送电信号(例如脉冲)或者大致连续的信号(例如正弦信号)的电信号。

治疗传送模块40产生的刺激能量可以被设计为用于治疗各种心脏或神经疾病、或受病人神经反应影响的疾病的刺激能量。刺激治疗的示例包括心脏起搏、心脏去颤、深部脑刺激(DBS)、脊髓电刺激(SCS)、周围神经场刺激(PNFS)、盆腔刺激、胃肠刺激等。

治疗传送模块702、处理器704、遥测模块706、存储器708和传感器710从电源712接收运行功率。电源712可以是尺寸小的可再充电或不可再充电电池或经皮接收感应耦合能量的感应功率接口。在可再充电电池的情况中，电源712同样可包括经皮传输可再充电功率的感应功率接口。

在一个或多个液体传送设备是治疗元件714的一部分的实施例中，治疗传送模块702可包括一个或多个液体储存器和一个或多个泵单元，这些泵单元从液体储存器中抽出液体经液体传送装置传至靶点。液体储存器可包含一种药物或多种药物的混合。液体储存器提供对装填物的访问，例如通过自封注入孔经皮注射液体。例如，液体传送装置可包括导液管，该导液管将液体储存器中的药物传送即注入或分散至相同或不同的靶点。

处理器704可包括微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、离散逻辑电路或这些组件的组合。处理器704被编程为根据存储在存储器708中的所选参数集控制治疗的传送。特别地，处理器704控制治疗传送模块702以传送电刺激、药物治疗或两者的组合。例如，处理器704可控制传送哪些药物以及传送的药物的剂量。

处理器704还控制治疗传送模块702传送电刺激，该电刺激的脉冲幅度、脉冲宽度和频率(即脉冲速率)由选择的参数集的程序指定。处理器704还控制治疗传送模块根据参数集不同的程序传送每个脉冲。在一些实施例中，处理器704控制治疗传送模块702传送大致连续的刺激波形，而不是脉冲刺激。

存储器708可存储参数集，这些参数集可供病人选择用于传送电刺激和/或药物治疗。存储器42也可存储计划安排。存储器708可包括易失性、非易失性、可移动的、磁性的、光学的或固态的介质的任意组合，诸如只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、电可擦可编程序只读存储器(EEPROM)、闪存等等。

处理器704还控制遥测模块706通过无线遥测与外部程序装置交换信息，外部程序装置诸如诊治者程序装置和/或病人程序装置。处理器704可控制遥测模块706连续、以周期间隔或根据程序装置的需求与外部程序装置通信。另外，在一些实施例中，遥测模块706可支持与一个或多个无线传感器的无线通信，这些无线传感器感测生理信号并将信号传送给IMD700。

遥测模块706作为收发器运行，其从外部程序装置接收遥测信号并将遥测信号发送给外部程序装置。在一些实施例中，遥测模块706可包括斩波稳定仪表放大器。更具体地，对于图14和图15，遥测模块706的接收器部分可包括斩波稳定仪表放大器的后端，被称作斩波稳定混频放大器和反馈路径，其从接收的遥测信号中产生基带信号。本公开描述的接收器部分只包括后端(斩波稳定混频放大器)，因为对应的前端位于与IMD 700通信的外部程序装置的发射器部分。

接收器部分也可包括时钟同步器，该时钟同步器包括另一个斩波稳定混频放大器，例如参照图15A的描述。这个斩波稳定混频放大器生成的输出信号可被锁相环路用于生成纠正信号，该纠正信号用于同步遥测模块706的接收器部分和外部程序装置的发射器部分。

遥测模块706可包括发射器，用于将来自IMD 700的信号发射至外部程序装置、另一IMD或外部医疗设备。发射器可包括斩波稳定仪表放大器的前端，在某种意义上，发射器可包括第一斩波阶段，其以RF频率调制输入信号从而将信号传送给外部程序装置或者其它植入式或外部医疗设备。

重要地，传感器710和遥测模块706内的仪表放大器是提供稳定、低噪声信号的微功率电路。因此，相对于需要较多功率运行的仪表放大器，IMD 700可以运行更长的时间段。

图17所示方框图图示了病人或诊治者程序装置720的示例，其允许病人或诊治者与IMD 700通信。病人或诊治者可以与程序装置720交互以设计治疗程序，例如电刺激、药物治疗或两者的结合。在图示的示例中，程序装置720包括处理器722、用户接口724、输入/输出726、遥测模块728、存储器730和电源732。程序装置720可包括作为遥测模块728的一部分的斩波稳定仪表放大器。

病人或诊治者，在此处被称作用户，可通过用户接口724与处理器722交互，以控制对电刺激、药物治疗或两者的结合的传送。用户接口724可以包括显示器和键盘，还可以包括触摸屏或上文描述的外围定点设备。如下文的详细描述，处理器722还可提供图形用户接口(GUI)以利于与用户交互。处理器722包括微处理器、控制器、DSP、ASIC、FPGA、离散逻辑电路等。

程序装置720还包括存储器730。在一些实施例中，存储器730可存储参数集，其可供用户选择以进行治疗。存储器730还存储计划安排。因此，参数集和计划安排可存储于IMD700、或程序装置720中或上述两者中。程序装置720还可包括遥测模块728，其允许处理器722 与IMD 700通信，并且程序装置720还可选地包括输入/输出电路模块726，其允许处理器722与另一程序装置通信。

处理器722可接收通过用户接口724由用户选择的参数集选集，且可通过遥测电路728向IMD 700传送选集或选择的参数集以根据选择的参数集传送治疗。当程序装置720在存储器730中存储参数集时，处理器722可以在诊治者编程期间通过输入/输出模块726从另一程序装置接收参数集。例如，病人程序装置可以从诊治者程序装置接收参数集。

遥测模块728可包括用于无线通信的收发器、用于有线通信或通过可移动电介质进行通信的合适端口、或通过可移动磁或光介质通信的合适装置。如果使用无线通信，遥测模块728既支持与IMD 700的无线通信，也支持与另一程序装置的无线通信。

与IMD 700的遥测模块706类似，遥测模块728作为收发器运行，向IMD 700和可能另一个程序装置发送信号以及从IMD 700和可能另一个程序装置接收信号。遥测模块728的接收器部分可在主信号路径中包含斩波稳定混频放大器，用于生成经处理以恢复发射信号的基带信号。该斩波稳定混频放大器的对应前端位于IMD 700的发射器部分。

接收器部分还可包括时钟同步器中的斩波稳定混频放大器或用于主信号路径的锁相环路。该斩波稳定混频放大器向下混频接收信号至基带，以生成被锁相环路处理以获得同步时钟的信号。遥测模块728的发射器部分可包括第一斩波阶段，其在无线电频率斩波输入信号以传送至IMD 700或其它程序装置或其它设备。

电源732向程序装置720提供电源。也就是说，电源732为处理器722、用户接口724、输入/输出模块726、遥测模块728和存储器730提供电源。由于遥测模块728中的斩波稳定混频放大器工作功率很低，所以它们可以增加电源732的寿命。

电源732可以是尺寸小、可再充电或不可再充电电池或经皮接收感应耦合能量的感应功率接口。在可再充电电池的情况中，电源732同样可包括经皮传输再充电能量的感功率接口。

本发明包括仪表放大器和相关的电路、设备、系统和方法，且可以在各种应用中使用。例如，可运用本发明支持与针对各种症状或状况的治疗相关的感测，这些症状或状况例如心律不齐、心脏颤动、慢性疼痛、发抖、帕金森疾病、癫痫病、小便或大便失禁、性功能障碍、肥胖或胃轻瘫，并且本发明可为控制对各种组织的电刺激或药物传送提供有用信息，这些组织例如病人的心脏、脑部、脊髓、骨腔神经、末梢神经或胃肠道。

因此，本公开描述的仪表放大器可以与外部或植入式医疗设备集成、包含在外部或植入式医疗设备内部、与外部或植入式医疗设备耦合或以其它方式与外部或植入式医疗设备关联，外部或植入式医疗设备诸如心律转变器/心脏去颤器、脊髓刺激器、骨腔神经刺激器、深部脑刺激器、胃肠刺激器、末梢神经刺激器或肌肉刺激器，并且本公开描述的仪表放大器还与植入式或外部药物传送装置一起使用。例如，仪表放大器和/或相关的感测装置可位于植入式医疗设备外壳内或与该装置耦合的引线或导管内。

仪表放大器可以与不同的治疗应用一起使用，例如心脏刺激，深部脑刺激(DBS)，脊髓电刺激(SCS)，对盆腔疼痛、失禁或性功能障碍的盆腔刺激，对胃轻瘫、肥胖或其它疾病的胃刺激或对疼痛治疗的周围神经场刺激。也可用于肌肉刺激，例如功能性电刺激(FES)，以改善肌肉运动或防止萎缩。本文描述了本发明的各种实施例。这些或其它实施例在以下权利要求所述范围内。

Claims

1.一种斩波稳定仪表放大器，包括：

第一调制器，其以一时钟频率调制输入信号的振幅，以生成调制信号；

混频放大器，其放大所述调制信号，以生成放大信号，并以所述时钟频率解调所述放大信号的振幅，以生成输出信号；

输入电容器，其将所述调制信号耦合至所述混频放大器的输入端；

第二调制器，其以所述时钟频率调制所述输出信号的振幅以生成已调制输出信号；和

第一反馈路径，其在所述输入电容器与所述混频放大器的输入端之间的节点处通过第一反馈电容器将所述已调制输出信号作为反馈信号应用于被调制的输入信号；

其中所述第一调制器、所述混频放大器、所述输入电容器和所述第二调制器定义作为非取样连续时间系统运行的信号路径；

其中所述斩波稳定仪表放大器还包括：

积分器，其积分所述输出信号；

第三调制器，其以所述时钟频率调制被积分的输出信号，以生成第二反馈信号；和

第二反馈路径，其在所述输入电容器与所述混频放大器的所述输入端之间的所述节点处通过第二反馈电容器将所述第二反馈信号应用到所述调制信号。

2.根据权利要求1所述放大器，其中所述混频放大器是差分输入混频放大器并且所述输入信号是差分输入信号，其中所述反馈电容器包括第一反馈电容器和第二反馈电容器，其中所述输入电容器包括第一输入电容器和第二输入电容器，其中所述节点包括所述第一输入电容器与所述混频放大器的第一输入端之间的第一节点和所述第二输入电容器与所述混频放大器的第二输入端之间的第二节点，其中所述反馈路径包括通过所述第一反馈电容器耦合至所述第一节点的第一反馈路径分支和通过所述第二反馈电容器耦合至所述第二节点的第二反馈路径分支，且其中所述第二调制器包括所述第一反馈路径分支中的调制器和所述第二反馈路径分支中的调制器，两者反相调制所述输出信号的振幅。

3.根据权利要求1所述放大器，其中所述混频放大器的增益至少部分取决于所述反馈电容器的电容值与所述输入电容器的电容值的比值。

4.根据权利要求1所述放大器，其中所述混频放大器是差分输入混频放大器，所述输入信号是差分输入信号，所述第二反馈路径包括与所述混频放大器的第一输入耦合的第一反馈路径分支和与所述混频放大器的第二输入耦合的第二反馈路径分支，并且其中所述第三调制器包括所述第一反馈路径分支中的调制器和所述第二反馈路径分支中的调制器，两者反相调制所述被积分的输出信号的振幅。

5.根据权利要求4所述放大器，其中所述第二反馈路径中的所述第一反馈路径分支和所述第二反馈路径分支每个都包括反馈路径分支电容器，并且其中所述第二反馈路径在低于高通截频的频率处处于支配地位，并且所述第一反馈路径在高于所述高通截频的频率处处于支配地位。

6.根据权利要求1所述的放大器，其中所述混频放大器是差分输入混频放大器并且所述输入信号是差分输入信号，其中所述反馈电容器包括第一反馈电容器和第二反馈电容器，其中所述输入电容器包括第一输入电容器和第二输入电容器，其中所述节点包括所述第一输入电容器与所述混频放大器的第一输入端之间的第一节点和所述第二输入电容器与所述混频放大器的第二输入端之间的第二节点，所述放大器还包括第二反馈路径，所述第二反馈路径包括第一反馈路径分支和第二反馈路径分支，所述第一反馈路径分支通过第一开关电容器将所述混频放大器的输出和所述第一调制器的第一输入端耦合，其中所述第一开关电容器包括第一电容器、第一开关和第二开关，所述第一开关选择性地将所述第一电容器的一侧耦合至基准电压或所述混频放大器的第一输出端，所述第二开关选择性地将所述第一电容器的另一侧耦合至所述基准电压或所述第一调制器的第一输入端，所述第二反馈路径分支通过第二开关电容器将所述混频放大器的所述输出和所述第一调制器的第二输入端耦合，其中所述第二开关电容器包括第二电容器和第三开关，所述第二电容器的一侧耦合接地，所述第三开关选择地将所述第二电容器的另一侧耦合至所述混频放大器的第二输出端或者所述第一调制器的第二输入端。

7.根据权利要求6所述的放大器，其中所述第一和第二开关电容器每个均被配置为所述输入电容器中各自的一个应用标定的补偿电荷。

8.根据权利要求1所述的放大器，还包括为所述放大器提供功率的电源，其中所述电源在运行过程中向所述放大器传送小于2.0微安的电流，并且向所述放大器提供小于2.0伏特的电压。

9.根据权利要求1所述的放大器，其中所述输入信号的频率低于或等于1.0Hz。

10.根据权利要求1所述的放大器，其中所述混频放大器包括积分器，所述积分器积分所述解调的信号，以生成所述输出信号。

11.生理感测装置，包括：

生理传感器，其产生感知生理状况的输入信号；和

斩波稳定仪表放大器，包括：

第一调制器，其以一时钟频率调制所述输入信号的振幅，以生成调制信号；

混频放大器，其放大所述调制信号，以生成放大信号，并以所述时钟频率解调所述放大信号，以生成输出信号；

第一反馈路径，其在所述输入电容器与所述混频放大器的输入端之间的节点处通过第一反馈电容器将所述已调制输出信号作为反馈信号应用于被调制的信号；

其中所述斩波稳定仪表放大器还包括：

积分器，其积分所述输出信号；

12.根据权利要求11所述的装置，其中所述混频放大器是差分输入混频放大器并且所述输入信号是差分输入信号，其中所述反馈电容器包括第一反馈电容器和第二反馈电容器，其中所述输入电容器包括第一输入电容器和第二输入电容器，其中所述节点包括所述第一输入电容器与所述混频放大器的第一输入端之间的第一节点和所述第二输入电容器与所述混频放大器的第二输入端之间的第二节点，其中所述反馈路径包括通过所述第一反馈电容器耦合至所述第一节点的第一反馈路径分支和通过所述第二反馈电容器耦合至所述第二节点的第二反馈路径分支，且其中所述第二调制器包括所述第一反馈路径分支中的调制器和所述第二反馈路径分支中的调制器，两者反相调制所述输出信号的振幅。

13.根据权利要求11所述的装置，其中所述混频放大器的增益至少部分取决于所述反馈电容器的电容值与所述输入电容器的电容值的比值。

14.根据权利要求11所述的装置，其中所述混频放大器是差分输入混频放大器，所述输入信号是差分输入信号，所述第二反馈路径包括与所述混频放大器的第一输入耦合的第一反馈路径分支和与所述混频放大器的第二输入耦合的第二反馈路径分支，并且其中所述第三调制器包括所述第一反馈路径分支中的调制器和所述第二反馈路径分支中的调制器，两者反相调制所述被积分的输出信号的振幅。

15.根据权利要求14所述的装置，其中所述第二反馈路径中的所述第一反馈路径分支和所述第二反馈路径分支每个都包括反馈路径分支电容器，并且其中所述第二反馈路径在低于高通截频的频率处处于支配地位，并且所述第一反馈路径在高于所述高通截频的频率处处于支配地位。

16.根据权利要求11所述的装置，其中所述混频放大器是差分输入混频放大器并且所述输入信号是差分输入信号，其中所述反馈电容器包括第一反馈电容器和第二反馈电容器，其中所述输入电容器包括第一输入电容器和第二输入电容器，其中所述节点包括所述第一输入电容器与所述混频放大器的第一输入端之间的第一节点和所述第二输入电容器与所述混频放大器的第二输入端之间的第二节点，所述放大器还包括第二反馈路径，所述第二反馈路径包括第一反馈路径分支和第二反馈路径分支，所述第一反馈路径分支通过第一开关电容器将所述混频放大器的输出与所述第一调制器的第一输入端耦合，其中所述第一开关电容器包括第一电容器、第一开关和第二开关，所述第一开关选择性地将所述第一电容器的一侧耦合至基准电压或所述混频放大器的第一输出端，所述第二开关选择性地将所述第一电容器的另一侧耦合至所述基准电压或所述第一调制器的第一输入端，第二反馈路径分支通过第二开关电容器将所述混频放大器的所述输出与所述第一调制器的第二输入端耦合，其中所述第二开关电容器包括第二电容器和第三开关，所述第二电容器的一侧耦合接地，所述第三开关选择地将所述第二电容器的另一侧耦合至所述混频放大器的第二输出端或者所述第一调制器的第二输入端。

17.根据权利要求16所述的装置，其中所述第一和第二开关电容器每个均被配置为所述输入电容器中各自的一个应用标定的补偿电荷。

18.根据权利要求11所述的装置，还包括为所述放大器提供功率的电源，其中所述电源在运行过程中向所述放大器传送小于2.0微安的电流，并且向所述放大器提供小于2.0伏特的电压。

19.根据权利要求11所述的装置，其中所述输入信号的频率低于或等于1.0Hz。

20.根据权利要求11所述的装置，其中所述传感器包括加速器、血压传感器和电压传感器中的一个。

21.根据权利要求20所述的装置，其中所述传感器包括心电图(ECG)、肌电图(EMG)或脑电图(EEG)传感器中的一个。

22.根据权利要求11所述的装置，其中所述生理传感装置位于植入式医疗设备内。

23.根据权利要求22所述的装置，其中所述植入式医疗设备包括心脏起搏器、心脏去颤器、电神经刺激器和植入式药物传送装置中的一个。

24.根据权利要求11所述的装置，其中所述混频放大器包括积分器，所述积分器积分所述解调的信号，以生成所述输出信号。

25.一种用于在非取样连续时间系统中测量信号的方法，包括：

以一时钟频率调制输入信号的振幅，以生成调制信号；

在混频放大器中放大所述调制信号，以生成放大信号，其中输入电容器将所述调制信号与所述混频放大器的输入端耦合；

在所述混频放大器中以所述时钟频率解调所述放大信号，以生成输出信号；

以所述时钟频率调制所述输出信号的振幅以生成已调制输出信号；

通过第一反馈路径在所述输入电容器与所述混频放大器的输入端之间的节点处经由第一反馈电容器将所述已调制输出信号作为反馈信号应用于被调制的信号；

积分所述输出信号；

以所述时钟频率调制被积分的输出信号，以生成第二反馈信号；和

在所述输入电容器与所述混频放大器的所述输入端之间的所述节点处通过第二反馈电容器将所述第二反馈信号应用到所述调制信号。

26.根据权利要求25所述的方法，其中所述混频放大器是差分输入混频放大器并且所述输入信号是差分输入信号，其中所述反馈电容器包括第一反馈电容器和第二反馈电容器，其中所述输入电容器包括第一输入电容器和第二输入电容器，其中所述节点包括所述第一输入电容器与所述混频放大器的第一输入端之间的第一节点和所述第二输入电容器与所述混频放大器的第二输入端之间的第二节点，所述方法还包括通过所述第一反馈路径的第一反馈路径分支和所述第一反馈路径的第二反馈路径分支应用所述反馈信号，所述第一反馈路径分支通过所述第一反馈电容器与所述第一节点耦合，所述第二反馈路径分支通过所述第二反馈电容器与所述第二节点耦合，其中调制所述输出信号的振幅包括调制所述第一反馈路径分支的所述输出信号的所述振幅以及调制所述第二反馈路径分支的所述输出信号的所述振幅，所述第一反馈路径分支中的调制和所述第二反馈路径分支中的调制反相。