CN1010914B - 用交替的相反极性的序列脉冲来激励谐振器振荡回路以产生射频的方法和装置 - Google Patents

Abstract

用相间的双极性半周脉冲激励，以在振荡回路式谐振器电路中产生射频谐波的方法和装置，其中，振荡回路谐频振荡的周期是相继两个同极性脉冲周期的1/N，这里N是大于1的奇整数。

Description

本发明涉及在天线谐振器电路或类似的调谐电路中用序列脉冲来激励，以产生射频脉冲或连续波的方法和装置，该方法对于如为劳兰C导航脉冲或类似的无线电导航或其它脉冲的一股股射频能量的产生，或者对于在谐振式负载或类似系统中连续波的产生是特别有用的。

比如，在美国专利证号3，889，263中，叙述了为产生这种导航脉冲的以相继正及负半周重复脉冲来产生这种高功率射频脉冲的方法，可用与磁性脉冲压缩电路相连（该压缩电路给公共高Q天线负载馈电）的多个可硅控整流器（SCR）控制的顺序逆变器来实现这种产生，如美国专利证号3，711，725及3，786，334中所述。

因为实践中这种系统工作极好，现已发现类似操作也可用如下方式成功地实现：它只要求非常少的顺序逆变器及其他低成本。设备，以及/或者只要用较少的相当窄而间隔宽的（而不是先前系统中的宽而且邻接很近的）重复脉冲或半波来激励。此外，这种技术完全适合于产生高功率的连续波传送，特别是在比如50到30千赫兹的甚低频（VLF）波段。

本发明是基于如下发现：可让有固定脉宽输出脉冲的发生器在谐振频率范围内对谐振电路及其负载提供有用的谐波能量，只要简单地 保证脉冲重复频率与谐振频率有适当的谐波关系即可。这使得可用单一发生器或者一组循环工作或按时间序列顺序工作的发生器，出人意料的结果是用不着使脉冲半周的宽度与谐振器半周宽度间有严格关系就可在谐振器上得到更多功率及较匀滑的输出波。

因此，本发明的目的是对射频谐振器调谐电路或振荡回路及类似装置的序列式脉冲激励提供一种新的改进的方法和装置，其序列式脉冲激励的确可利用对大电流脉冲，且相对不频繁开关能力的可控硅开关电路之类的装置中，更适合与宽间隔的相继半周脉冲来减小激励。

本发明的另一目的是提供一种新型的射频发生器和技术，其中，是通过固定脉宽的双极性脉冲或类似脉冲並在谐振频率范围内，向谐振电路及其负载提供谐波能量，只需保证脉冲重复频率与谐振频率有适当的谐波关系，而不限定脉冲半周宽度与谐振电路半周宽度间的关系。

附加的目的是提供一种改进了的序列脉冲来激励有更广泛应用的振荡回路式的射频发生器。

本发明的其它目的将在附属的权利要求中说明並更具体地指出来。

总之，从广义上说，本发明包括了用序列式产生的相间的双极性脉冲来激励谐振器或调谐的振荡回路从而产生射频脉冲或连续波的方法，它包括：产生交替的相反极性的相间的半周脉冲，把该脉冲耦合到谐振器电路以激励起射频振荡，在那里使谐振电路的频率折算成的周期相继同极性脉冲间周期的I/N，这里N是大于1的奇整数，从而在所述脉冲的全周期的第N次谐波处产生振荡回路谐频振荡，而调节N值、脉冲的宽度和幅度，就可得到适当的谐波关系，不受脉冲半 周期及振荡回路半周期间关系的限制，这样加到振荡回路的能量大体上补偿上述脉冲在振荡回路上激励谐波振荡损耗量。较好及最好的实现方案及其细节将在下面说明。

下面，将结合附图对本发明进行说明。图1是本发明的较好的实现方案的电路图。

图2是图1的激励脉冲发生器在可取的SCR控制下放电而产生的双极性脉冲的示波图。

图3A及3B分别是图1的电路产生的稳态波形及谐振器建立波形的示波图。

图4是按照本发明调节适当的脉冲周期（及脉宽）及谐振回路谐振周期来找出可以达到的最佳工作的图。

图5是预防激励能量超过振荡回路式谐振器电路中谐波能量利用率条件时的有效箝位情况和此时谐振器电流的示波图。

在图1中，谐振器负载或谐振回路取抽头式电感L-Lc与电容器组C谐振在特别严格选择的频率上的形式，这将在后面说明，而总串联损耗电阻Rs决定在给定的电源功率下可以环流的天线电流Ia是多大。调节总互感Lc及M可在特定频率上使给定的振荡回路（或谐振器）损耗电阻与发生器容量相匹配。该谐振回路的激励是从后面所述的SCR脉冲发生型VLF序列逆变器电路G来的，逆变器电路以波群形式的相继电流脉冲向谐振回路耦合能量。在波群的开头，VLF源在波有环流能量的情况下向谐振器发送脉冲，谐振器对VLF逆变器呈现的负载电阻实质是零。由于VLF源而呈现的谐振器的环流电流及耦合出的负载电压，如同视在负载电阻那样，以时间常数τ＝Q/πfo指数地上升到其稳态电平（这里，Q是包括了输出负 荷的谐振器或谐振回路的Q值;fo是其内激励起的谐振频率）。这种发生器的重要特点是在将谐振器或谐振回路注满（fill    up）所要求的期间内它呈现电流源性质。该锐调谐谐振器将从通过耦合电感Lc的任何谐波丰富的电流波中抽取频率接近fo的谐波的能量。这里所述的VLF源中，Lc做成是推挽型SCR脉冲发生器的放电电感的一部分，並接收一连串双极性（比如，35微秒宽）的半正弦或电流脉冲（即，交替相反极性脉冲）。这就开发了SCR在千赫速率下有效地切换大电流窄脉冲的能力，而不会遇到器件在恢复时间及dv/dt方面的限制。在驱动电流脉冲之间，谐振器以类似于丙类真空管电路工作的方式把VLF功率提供给损耗电阻Rs。若谐振器的衰减时间τ远长于脉冲间的时间间隔，就将得到干净的正弦波。在10到30千赫的试验中，用Q＝200及每秒3000到6000脉冲对的重复率实现了成功的工作。要直流向VLF变换的效率高就要求仔细地控制脉冲发生器的损耗，因为所有的驱动电流谐波都造成损耗，而只有fo的谐波才产生有输出。在本实验中，从100千瓦的直流输入得到了典型的80千瓦的谐振器功率。

参看图1中谐振器激励器G的SCR脉冲发生器高功率电路特有的电路细节，功率发生器对于水平中心线是对称的，它具有上下对称串接的SCR₁-L₁和SCR₂-L₂（L₁和L₂为可饱和电感器）开关控制。为了解该脉冲发生器G是怎样工作的，假定中心抽头的直流电源（每边 1/2 Edc）直接与滤波器电容C₃及与之並联的相等电容C₁及C₂相连，这里C₃＞＞C₁+C₂，並且目前先忽略画在左边的箝位及锁死（latch-up）保护电路不计。假定初始正电荷已放在脉冲电容器C₁和C₂的连接点，所以在它们的连接点 对地E就有一正电压e_c。则SCR₁为正向偏置，而SCR₂为反向偏置。

当SCR₁导通时，C₁上的半波正弦式谐振放电就通过输出变压器T₁的初级和可饱和磁性电感器L₁进行，其中，变压器的初级分别与电容器C₁和C₂的结点和可饱和电感器L₁和L₂的结点相连。与此同时，电容器C₂和直流电源（它被C₃旁路）的串联组合沿同一路径放电，这增加了从电源到该电路的能量。在半周放电之后，通过SCR₁的电流换向，且SCR₁断开（图2及图3B的脉冲Ⅰ），在C₁和C₂连结点有负电压e_c。现在SCR₂正向偏置，SCR₁反向偏置，一个小的谐振频率电流部分（图3B的Ia₁）在振荡回路内环流。

只要过了足够的时间使SCR₁恢复到其绝缘状态，SCR₂就可导通，产生一相反方向的放电脉冲（图2及图3B的脉冲Ⅱ）通过T₁的初级及电感L₂。这一次正是C₂具有直接放电路径以及C₁的电流脉冲流出直流电源。若第二个脉冲在第一个脉冲之后经过奇数个（＞1）谐频半周时出现。即，若频率fo是脉冲重复频率的奇数倍，则谐振器振荡就会相干增强。由于有通过Lc+M的环流通路，成功的放电脉冲将总是在T₁初级上的fo频率处与反向电压的较高电平相遇。当（两个）脉冲间在负载Rs上fo处能量损耗恰好与每一放电脉冲期间从直流电源泵入发生器的能量相平衡时，就达到了稳定状态。

图2给出了频率因子为5（即，谐振回路的谐振频率调谐到相继脉冲Ⅰ之间周期的1/5）fo＝18千赫下稳态工作期间取下的SCR₁两端上的正向电压和通过T₁初级的放电电流脉冲Ⅰ和Ⅱ波 形。在SCR₁导通周期，即出现负电流脉冲Ⅰ之后，由于电容电压e_c（t）加上从振荡回路式谐振器反向耦合回来的电压使SCR₁反向偏置。当SCR₂导通而产生正电流脉冲Ⅱ时，正向电压又加到SCR₁。对图2，谐振器的耦合被调节到接近该临界耦合，这时，加到SCR₁上的反向偏压在SCR₁恢复可用时间的中间恰好为零。任何更多的耦合电压都会使SCR₁的反偏时间切去一半，並造成SCR₁意外导通，从而使电路的工作崩溃。

总的来说，已经发现：若谐频调谐到使其周期T_tank＝ (T)/(N) ，其中，T是相继同极性半波脉冲Ⅰ间的周期，N是大于Ⅰ的奇整数（比如3或5），顺序式工作的逆变开关SCR₁和SCR₂将激励起一个接连建立在该谐波处振荡回路电流（图3），耦合电感Lc使这样产生的谐振回路中的谐波电流与用以激励谐振回路的脉冲电流中的那个谐波之间产生90°相移。

这与先前文献中比如所述的美国专利证号3，786，334的激励电路形成鲜明对照，那里，谐振回路调到谐振频率对应的周期等于激励脉冲频率对应的周期，它要求大量的序列脉冲来产生所需的射频波或交流脉冲。

相反，本发明可以使用宽间隔而不是连续的大脉冲（Ⅰ、Ⅱ），谐振回路频率对应的周期调谐到激励脉冲周期的I/N。如前所述，这特别适应于易产生窄的大电流脉冲且开关次数相对不频繁的SCR的特性。激励脉冲重复率的选择得使激起振荡回路式谐振器电路振荡的每一脉冲的激励能量大体上等于並补偿在谐振回路中被上述激励脉冲产生的振铃振荡所耗散的能量-从而在生成射频脉冲包络的余部内建立起平衡。调节每一半周脉冲Ⅰ或Ⅱ的宽度和幅度以及谐波次数 N，将决定出谐振回路中谐振产生的电流量，图3A给出了稳态（比如80千瓦、30.35千赫）运用的情况。可以看出，在这种平衡条件下，和图3B建立期间的脉冲Ⅰ和Ⅱ相比较有失真。它表明二倍于脉冲频率的谐振回路或谐振器频率是怎样产生的。

图4是不同角频率ω_tank下的谐波电流I_N（ (ωt)/(ωp) ）图，ω_tank是一串双极性的一安培大小，形状为半正弦脉冲序列中如包含的N次傅氏谐波分量的频率，该脉冲的基宽为π/ωp，角速率为ω_tank/N;（也就是，每N个谐频周期相当于一个脉冲重复周期率。）当乘以 4/(πN) 时，垂直轴表示每安培脉冲电流的谐波电流的安培数，水平轴是谐频ω_tank对脉宽折合频率ω_pulse的比值。该曲线是脉冲序列的傅立叶余弦级数展开式中的N次系数，曲线给出了脉冲发生器可向谐振在ω_tank的负载提供的谐波电流的一级近似值。一旦有处在ω_tank下的能量在负载性振荡回路内环流，就在振荡回路耦合阻抗两端产生一个与谐波电流流向相反的电压，它倾向于使其幅度减小到该计算值I_N（ (ωt)/(ωp) ）以下並使其波脉冲产生失真。在图3A取ω_tank/ω_pulse比为约2.1时，这种失真是明显的。

在ω_tank/ω_pulse轴上标出了比值为0.7和2.1的位置，它表示了对称的3∶1谐频范围，在该范围内I_N（ (ωt)/(ωp) ）≥0.61。通过计算，若基脉冲频率设在14.3千赫，发生器可在10到30千赫的范围内工作。可以产生的无条件的最大谐频应为3×14.3＝42.9千赫。

按照本发明，谐振回路内的谐振电流幅度可通过调节脉冲电流的幅度、脉冲宽度和谐波因子“N”来控制。特别是，本发明只简单地 用一种发生器脉冲宽度，再通过改变脉冲重复率及可能的话改变基本因子“N”就可提供在沿振荡回路谐振频段内工作的能力。正如图4的曲线所表明的那样，不管发生器脉冲宽度匹配，重迭或不重迭与否，谐振器的半周期实质上不受影响。

可以看出，谐振的谐振回路可看作是发生器的一部分而不看作负载。这样，所得到的正弦波发生器可以驱动任何种类的负载，甚至另一个谐振负载，比如VLF天线。並且，不止用一个谐振器振荡电路将可改善送给负载的正弦波的质量，这是由于它使脉冲重复频率的N-1及N+1次谐波的边带分量降低了。谐振器的带负荷的Q值越低，边带将越宽。

（在建立过程中给槽路）注满（fill up）期间的初期，从直流电源进入脉冲发生器电路G的放电能量的传送远快于传递给振荡回路式谐振器的谐波能量的获得。若不加限制，只要几次放电，电容器电压e_c（t）就会累积到破坏电平。图1所示的箝位电路对e_c（t）的正负对称的偏差建立一电压门限，若超过该门限，一些放电电流就又传送回到电源。利用低漏感自耦变压器T₂和箝位二极管D₁和D₂使箝位电平处在半电源电压的倍数值。在通过SCR₂和L₂放电期间，e_c（t）超过正门限电平时，二极管D₂导通，並使一部分脉冲电流通过T₂转移入上部的直流电源。e_c的电流输出经L₄至C₂，並经下部直流电源和L₃至C₁返回放电回路。

图5所示是18千赫电流在振荡回路型谐振器内循环的情况下，从点e_c到箝位变压器的电流。后一电流已证明作为调谐指示器是非常有用的。限制电容电压也限制了通过主SCR的脉冲放电电流，从而，当负载阻抗降到短路情况时，该箝位脉冲发生器的特性就象一个 电流源。

图1的脉冲发生器电路也容易受所谓“锁死”或“落标”故障条件的损害，这时SCR₁和SCR₂同时导通，从而使主直流电源短路。由于门控逻辑产生的假触发;使非导通SCR正向击穿引起的瞬变，结温度过高造成的SCR开断特性的恶化等等“锁死”现象都可能突然发生。可在直流电源通路中安装限流熔丝使在SCR损坏之前就熔断，从而提供防止“锁死”的有用的最后防护手段。熔丝更换的麻烦和费用可能是相当大的，特别在新电路开发期间是如此。

图1的电路采用了美国专利证号3，832，573中所述的非常有效的锁死防护电路。SCR脉冲发生器与直流电源之间用耦合线圈L₃和L₄来隔离，它们的总串联电感，包括附加的互感，是放电电感L₁和L₂的几倍。SCR₁和SCR₂同时导通造成大滤波电容C₃通过L₁和L₂谐振放电，並启动从电源经L₃和L₄对C₃再充电。若损耗低，並且L₃+L₄≥5（L₁+L₂），则通过SCR₁和SCR₂的放电电流将掉换方向並使故障被清除。电容C₃然后从稍微负的极性朝正常供电电压两倍（一个有潜在危险的电平）谐振式再充电。

耦合线圈L₃+L₄分别具有伴随绕组L₃′和L₄′，如图1所示，以便加到耦合线圈对L₃+L₄上的总电压得到一个升压比｀n′。与升压绕组相串连的二极管的接法应使在正常工作期间，加有反向偏压E_dc。一旦“锁死”，当C₃再充电超过了正常工作电平E_dc升到较高电平E_dc+△时，就在升压绕组两端出现电压n△。当n△超过E_dc时，二极管D₃将导通，把从L₃+L₄来的电容再充电电流传送到升压绕组，因而结束C₃的再充电过程。升 压绕组中的电流传到电源，並很快下降到零。跨接在C₃上的电压敏感电路验测出什么时候出现了“锁死”，並禁止SCR导通直至故障消失及再充电暂态结束。

图1的电路中，箝位电路T₂，D₁和D₂与锁死保护装置间存在矛盾。要想使箝位作用好，我们希望使围着上电容C₂的路径e，T₂，D₂，L₄的线路电感最小以及使通过下直流电源及L₃在C₁低侧伴随路径内的线路电感最小。

但从锁死保护电路的工作来说，我们要求如前述的L₃+L₄≥5（L₁+L₂）这是通过利用了按图1的园点所标志的方向进行互感式耦合的线圈L₃和L₄。在锁死条件下所用的串联放电电路模式，我们在自感L₃+L₄中加入额外的互感2M₃₄。恰好，为了箝位，通过L₄和L₃分别到（相等）电容器C₁和C₂的（相等的）返回电流以同样的方向流过该耦合装置，所以加到箝位回路的（不希望有的）总电感由于互感耦合被减小到 (L₃L₄-M² ₃₄)/(L₃+L₄+2M₃₄) 。在正常情况下，自感L₃及L₄相等，结果弄清楚有效“锁死”电感是该互感耦合的“箝位”电感的许多倍。

对于熟悉这方面的人员来说也可作进一步的改进，这也应认为属于后附权利要求所限定的本发明的精神和范围之内。

Claims (10)

1、激励谐振电路来产生射频脉冲及射频连续波之一的方法，其特征为包括，产生间隔的交替相反极性的半周脉冲，把该脉冲耦合到谐振电路以在其中激励射频振荡，调谐谐振电路的频率使其周期是相继同极性脉冲间周期的1/N，这里N是大于1的奇整数，因而所产生的振荡是在所述脉冲全周期的N次谐波处，并且调节N值和脉冲的固有宽度和幅度就能使脉冲重复频率与谐振电路中激励起的谐波振荡频率之间得到适当的谐波关系，不受脉冲半周期与谐振电路半周期间关系的限制，加到谐振电路的能量能补偿上述脉冲在该谐振电路上激励谐波振荡的损耗量。

2、如权利要求1所述的方法，其特征为所述半周期脉冲的宽度要比相继两脉冲间的宽度小。

3、权利要求2所述的方法，其特征在于脉冲的产生是受控的，以防止其中能量的累积比谐振谐振回路中谐波的损耗快。

4、如权利要求2所述的方法，其特征在于所述脉冲的产生是通过顺序工作的可控硅开关和可饱和磁性电路来实现的。

5、如权利要求4所述的方法，其特征在于在出现任何锁死故障期间，就禁止可控硅动作。

6、产生射频脉冲及射频连续波之一的装置，其特征在于包括有：产生序列式的相同的交替相反极性的半周脉冲的装置;将所述脉冲耦合到振荡回路式谐振器电路装置去，以激励该振荡电路产生振荡的装置;调谐所述谐振器电路装置的频率使其在某一谐波频率处振荡的装置（该谐波频率对应的周期是相继的两个同极性脉冲间周期的I/N）以及最后一个装置，它用于调节脉冲的宽度和幅度使得加到谐振器电路装置的能量能补偿上述脉冲在所述振荡回路型谐振器电路装置上激励谐波振荡的损耗量。

7、如权利要求6所述的装置，其特征为N值选3或5°。

8、如权利要求6所述的装置，其特征为所述的产生装置包括推挽式顺序SCR控制的磁性脉冲产生电路装置。

9、如权利要求8所述的装置，其特征为它提供有一箝位装置，与SCR控制的产生电路相接，以防止其中的能量累积比谐振回路装置内谐波的损耗更快。

10、如权利要求9所述的装置，其特征为具有防止SCR同时导通的锁死故障的装置。

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