CN100594390C - 全球定位系统讯号的抑制方法及其全球定位系统接收器 - Google Patents
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Abstract
在有交互关联或连续波干扰的情况下，以相关的GPS接收器来处理较弱的室内讯号包含提供一个包含有多个对应于频率与时间的累加功率的二维多普勒延迟累加功率型样，在一预定频率和执行多次的条件之下，产生该二维多普勒延迟累加功率型样中所有累加功率的一平均值，以及将用来产生该延迟累加功率型样的所有累加功率减去该平均值，以产生一已抑制干扰效应的多普勒延迟累加功率型样。
Description
技术领域
本发明涉及一种接收器的数字处理方法及其相关的全球定位系统(Global Positioning System，以下简称GPS)接收器，特别是涉及一种在交互相关或连续波形干扰的情况下，处理微弱室内讯号的方法及相关的GPS接收器。
背景技术
现有GPS接收器包含天线及模拟前级(analogous front-end，AFE)，模拟前级之后连接一数字区域，包含专属的讯号处理器以及数字中央处理器，数字中央处理器内建有相关的程序、数据存储器、以及外部数据接口控制器。天线与模拟前级拦截、选择(带通滤波)、及放大GPS讯号，并将其转换至中频(intermediate frequency，IF)，其范围在直流至数十个百万赫兹(MHz)之间。为了进行频率转换，模拟前级利用稳定参考振荡器的参考频率。模拟前级输出在中频的讯号和伴随的噪声的组合所形成的数字化取样。取样频率根据奈奎斯准则(Nyquist criterion)来选择，且对于粗测距/探测码(clear/acquisition，C/A)GPS讯号成分而言，至少约两百万赫兹以上。数字模拟前级的取样位数少至一位、多至三或四位。
GPS接收器的数字区包含数个关联器频道，用来平行的实施多个GPS卫星讯号的关联性处理。GPS讯号采用具有虚拟随机噪声码(pseudo-randomnoise code)的相位偏移键控调制(phase shift keying modulation)，可参考“了解GPS的原理与应用”(″Understanding GPS：Principles and Applications.Edited by Elliott D.Kaplan.Artech House，Boston，London，1996，pp.83-97″)此书的第83页至第97页得到。所接收到的讯号以一些讯号变量将其特征化，例如讯号的相位码及其载波频率，其中讯号的相位码的不确定性起因于讯号到达接收器的时间为未知或非理想知晓；而讯号的载波频率的不确定性是由未知或非理想的知晓的多普勒频率位移及参考振荡器的频率漂移所引起。GPS接收器的讯号搜寻(亦即上述不确定性的分辨率)相当耗费时间。在GPS的许多应用上，皆需要可在讯号接收相当困难的环境下快速的探测讯号的接收器，例如，GPS讯号相当微弱的室内环境，或为都市中高楼大厦密集的环境。对于使用者要在尽可能短的时间内锁定第一位置的需求来说，或是以较短的第一定位时间(time-to-first-fix，TTFF)来减少电力耗损的角度来说，在最短的时间内探测到微弱讯号是很重要的。
当在高楼密集的城市中、室内、或在树下接收微弱的GPS讯号时，拥有明显强度差异的不同信号皆可到达接收器常会有一个常见的问题：讯号强度较强的信号会交互关联干扰到讯号强度较弱的信号的处理。GPS(民用粗测距/探测码的成份)的讯号处理被设计成在其它卫星传送的讯号强度未超过23分贝(dB)或更小以具有隔界，才可安全的处理。目前已存在有数个用来减轻交互关联干扰的作用的技术，举例来说，美国专利第6,236,354号中Krasner提出了三种技术以减轻交互关联干扰的作用。
第一种技术在执行任何用来由输入讯号中滤除干扰部分的讯号处理前，利用接收器所探测到的强讯号的数个已评估参数、复制讯号波形、适当地调整讯号、及将该讯号由接收器的输入端所接收的讯号集合中滤除。原则上，第一种技术为三种技术中最有效率的。然而，实施第一种技术却会面临一些不利的条件。首先，要完全补偿强讯号是不可能的，因为会面临两种互相矛盾的作业：一种是要压抑会干扰较弱讯号的接收的强讯号；同时地，另一种是要继续追踪强讯号以将强讯号用于导航运作，并持续微调以抑制强讯号。再者，在试图大幅度压抑强讯号时，易对强讯号产生过度的补偿，以致于复制的讯号的强度会比原始讯号来的强。存在严重风险为，持续追踪追随减除的复制讯号，而非正确讯号。故第一种技术并不精确，需要大幅度的改善。
而用来减少交互关联干扰的第二种技术与第三种技术利用接收器所探测到的强讯号所包含的数个已评估参数、预测强信号与预期弱信号之间的交互关联效应、以及修正累加于弱信号的交互关联。这些技术的差别在第二种技术将预测的效应从累加减除，而第三种技术仅丢弃潜藏损害的累加讯号。第二、三种技术的缺点是在于庞大的计算量：预测讯号的虚拟随机噪声码(pseudo-random noise code，PRN code)、预测相位码的差、以及预测多普勒频率差的所有可能组合的交互关联。若采用某些简化，则又会降低这些技术的有效性。第三种技术的另一缺点是，所丢弃的累加讯号中可能带有所欲的讯号交互关联，此种错误发生的机率会随着干扰讯号强度的增加而增加，或是随着较弱讯号功率的减少而增加。以上所述的缺点使得第一种技术无法与其它技术有效的合并应用，例如第一、三种技术便因为这些缺点无法有效的合并使用，也因此无法允许第三种技术的弹性需求。
以上所述的各种交互关联干扰抑制技术都有一个共同的缺点：用来补偿接收器所输入的干扰波形的相关硬件以及用来正确预测各种干扰讯号的参数的计算量的复杂度过高。因此，需要找出新颖、简单、且可靠的交互关联干扰抑制来满足GPS接收器日渐增长的需求。
发明内容
本发明的主要目的为提供一种用来接收微弱的GPS讯号时抑制外界的干扰的方法和相关接收器，且这些干扰主要来自具有较强交互关联的GPS讯号以及内频带连续波旁生发射(in-band continuous wave spurious emission)。
本发明提供一种用来抑制发生于二维多普勒延迟累加功率型样(two-dimensional delay-Doppler accumulated power pattern)的干扰效应的方法，包含计算二维多普勒延迟累加功率型样的累加功率值，在预定频率下，针对该二维多普勒延迟累加功率型样包含的多个时间点，产生与该多个时间点对应的多个累加功率值的平均值，及分别将对应于该多个时间点的多个累加功率值减去该平均值，以产生抑制干扰效应的多普勒延迟累加功率型样。
本发明还提供一种GPS接收器，包含天线、射频前级、耦合于该天线、数字讯号处理器、及中央处理器，数字讯号处理器耦合于射频前级，用来输出包含多个对应于频率和时间的累加功率值的二维多普勒延迟累加功率型样，及中央处理器耦合于数字讯号处理器，用来在预定频率下，针对二维多普勒延迟累加功率型样包含的多个时间点，产生与该多个时间点对应的多个累加功率值的平均值，其中处理器分别将该多个累加功率值减去平均值，以产生抑制干扰效应的多普勒延迟累加功率型样。
附图说明
图1为本发明的实施例所提供的GPS接收器的示意图。
图2为图1中单一关联器频道的示意图。
图3为图1中讯号存储器的示意图。
图4为图1中数字降频器的示意图。
图5为图1中强讯号补偿器的示意图。
图6为图1中探测引擎的示意图。
图7为典型二维多普勒延迟累加功率型样的示意图。
图8为实施本发明所提供的干扰抑制方法于图7所示的实施例后，所得到的已补偿的二维多普勒延迟累加功率型样的示意图。
图9为本发明将干扰由二维多普勒延迟累加功率型样中加以去除的方法应用于本发明的实施例的流程图。
图10为可用来实施本发明所提供的方法的基本接收器。
附图符号说明
100 数字讯号处理器
101 天线
102 射频前级
103 参考振荡器
104 数字降频器
105 讯号存储器
106 同步器
107 关联器频道
108 探测引擎
109 共享随机存取存储器
110 中央处理器
111 控制器
1121、1122、1131、1253、127、 输出端3131、3141、407
1123、1251、1252 输入端
1132、307、3142 取样包
114 数据总线
1141 预备累加数据
115 共享数字数据总线
116 使用者接口
117、124 输出讯号
118 读取致能讯号
119、616 控制讯号
120 写入指标
121 读取指标
122 测量时段讯号
123 中断
1254 讯号连结
126 强讯号补偿器
201 码相位产生器
202、502 码产生器
203 码混频器
204 载波混频器
205、402、503 载波数值控制振荡器
206 预备累加器
207 累加存储器
208 频道控制器
209、211 讯号
210 复制取样包
212 复制载波取样
213 输出取样讯号
214 运算数据
215 讯号线
301 包装器
302 随机存取存储器
303 读取/写入控制器
304 地址多任务器
305 写入指标产生器
306 读取指标产生器
309 确认讯号
310 操作
311 地址
3132 读取指标
401 复数乘法器
403 数字低通滤波器
404 量化器
405 复数取样
408、604 加法器
501 码数值控制振荡器
504 复数混频器
505 低通滤波器
506 乘法器
601 输入缓冲器
602 快速傅里叶转换模块
603 功率计算器
605 前置累加缓冲器
606 现行累加缓冲器
607 临界点检测器
608 探测引擎控制器
609 请求
610 缓冲数据
611 振幅频谱
612 功率频谱
613 前置累加数据
614 结果数据
615 记录
901-907 步骤
具体实施方式
本发明是相关于导航系统和接收器的数字处理方法，特别是针对在有交互关联或连续波形干扰的状况下处理强度较弱的室内讯号的方法，可应用于卫星导航系统，例如美国GPS(U.S.Global Positioning System，U.S GPS，或可直称GPS)、俄罗斯全球导航卫星系统(Russian Global Navigation SatelliteSystem，GLONASS)、及欧洲伽利略系统(European Galileo System)。为了简略，以下的描述将只针对GPS来加以叙述，但本发明可直接应用于其它种类的卫星导航系统，例如上述的俄罗斯全球导航卫星系统及欧洲伽利略系统。
首先将揭示GPS接收器的全貌，接着将根据GPS接收器的全貌详细描述根据本发明的实施例的方法，最后将披露相关接收器。
图1为本发明的实施例所提供的GPS接收器的示意图，包含天线101、连接至参考震荡器103的射频前级102(radio frequency front-end，RF FE)、数字降频器104、一组强讯号补偿器126(strong signal compensator，SSC)、讯号存储器105、同步器106、一组平行连接的关联器频道107、探测引擎(acquisition engine，AE)108、共享随机存取存储器(random access memory，RAM)109、具有存储器与使用者接口116的中央处理器(central processingunit，CPU)110、以及控制器111。中央处理器110藉由共享数字数据总线115耦接于降频器104、关联器频道107、共享随机存取存储器109、及控制器111。
GPS接收器的射频前级102包含具有低噪声输入放大器的多个放大器组件、用来在噪声和干扰中进行讯号的预先频率选择的带通滤波器、一个或多个讯号降频级、频率合成器、以及中频讯号的输出模拟至数字转换器。频率合成器由参考振荡器103的频率中得到本地振荡器的频率，并产生数字时钟117以在接收器中执行所有的数字处理；模拟至数字转换器例如为一至三个转换位，可为实数或复数对输出。
在本实施例中，射频前级102使用单一级频率转换。参考振荡器103为晶体振荡器，其相对不稳定性约为百万分的二十至三十。
图4为数字降频器(digital down-converter，DDC)104的示意图，包含复数乘法器401、载波数值控制振荡器(carrier numerically-controlled oscillator，carrier NCO)402、数字低通滤波器403、加法器408、以及量化器404。复数乘法器401的输入端1252即为图1所示的数字降频器104的输入端1251。量化器404的输出端1122即为图1所示的数字降频器104的输出端1121。载波数值控制振荡器402的输入端及数字低通滤波器403的输入端耦合于射频前级102的输出讯号117。复数乘法器401与载波数值控制振荡器402将GPS讯号及噪声的数字取样由中频转换至基频。数字低通滤波器403将频迭讯号(alias)滤除。加法器408从已滤除的讯号和噪声的多字节合讯号中，去除由强讯号补偿器126所产生的强讯号复制波形。量化器404决定数字降频器104的输出端1121所输出并储存于讯号存储器105的位数。
载波数值控制振荡器402产生一频率的多个复数取样405，其中该频率接近于经由数字数据总线115所下令的中频，载波数值控制振荡器402操作于射频前级102的输出讯号117的时钟速率。举例来说，复数乘法器401可以数字乘法与(代数)加法来实施，所输出的位数射频前级102的输出端1253定义，或实施为所有输入取样数值的可能组合的查询表。数字低通滤波器403可实施为一对具有九十度相位差的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器，基于各有六十四条暂存延迟线与九位表示的滤波器系数。加法器408可实施为多位算术加法器，以加总多个强讯号补偿器126的输出讯号127与数字低通滤波器403的输出讯号407。量化器404的实施是与讯号存储器105储存的取样位数的选择有关，在取样为一个位的情况下，量化器404则成为传递数字低通滤波器403输出407的正负号位的电路。在取样为二个位的情况下，量化器404还包含一额外的比较器，一个基于累加器的简单数字滤波器可用来得到比较器的临界值；被加总或被减去的累加常数定义输出取样407中是否超过临界值的比例。举例来说，当超过临界值的取样讯号比例为百分之三十，低于临界值的取样讯号比例为百分之七十的时候，较为理想。当超过临界值时，累加器的数值减少7，若未超过临界值时，累加器的数值增加3。累加器输出讯号的最高有效位(most significant bit)包含临界值，累加器的位数及时钟速率定义量化器404的滤波器时间常数。
图5为强讯号补偿器126的示意图，包含码数值控制振荡器501、码产生器502、载波数值控制振荡器503、复数混频器504、低通滤波器505、以及乘法器506。码数值控制振荡器501、码产生器502、载波数值控制振荡器503、与乘法器506耦接于共享数字数据总线115以施行控制，较佳地来自中央处理器110。低通滤波器505为一有限脉冲响应低通滤波器(finite impulseresponse low pass filter，FIR LPF)。通过获取和追踪讯号所估计的强讯号参数用来施行适当的控制；码频率和码相位用来控制码数值控制振荡器501与码产生器502；载波频率和载波相位用来控制载波数值控制振荡器503；讯号功率估计值用来计算施用于乘法器506的调整因子。较佳地，两个不同的调整因子值可针对写入于讯号存储器105的不同部分的取样讯号来交替改变，由于需要写入取样讯号于讯号存储器105，因此讯号存储器105馈送写入指针120至强讯号补偿器126的乘法器506。
图3为讯号存储器105的示意图，包含包装器301、随机存取存储器302、读取/写入控制器303、地址多任务器304、写入指标产生器305、以及读取指标产生器306。包装器301的输入端为讯号存储器105的输入端1123。随机存取存储器302的输出端3141和读取指标产生器306的输出端3131皆耦接于讯号存储器105的输出端1131。由输入端1123输入的复数取样讯号是以兼容与数字降频器104的通带(pass band)的取样率由数字降频器104传送而来，在包装器301予以结合成多个取样包，数目可为四或八个复数取样。随机存取存储器302可为单一端口，举例而言，位数相应于包的长度。举例而言，在二位量化的取样下，且包的长度为四，每一包(可为包307或包3142)皆使用十六个位来储存同相及正交相的部分。考虑读写控制，讯号存储器105可实施为循环缓冲器，取样包被写入至随机存取存储器302，并接着以循环改变地址311(与图3所图标的参考地址的方向相同)的方式来读取出该取样包，其中，在执行写入操作时，读取/写入控制器303定义目前的操作310为写入，并藉由写入指针120指示地址多任务器304来提供相对应的地址311，且在执行读取操作时，读取/写入控制器303定义目前的操作310为读取，并藉由读取指针3132指示地址多任务器304来提供相对应的地址311。写入指标产生器305与读取指标产生器306可以计数器来实施。写入指标产生器305的计数随着另一取样包307的有效讯号309而增加；而当读取致能讯号118有效时，读取指标产生器306的计数随着每一读取时钟而增加。假设C代表该接收器的数字部分的时钟速率，S为取样频率，N为单一包内的取样数，则在随机存取存储器302的单一写入周期内，整个随机存取存储器302的读取周期数可表示为C＊N/S-1。举例来说，当时钟速率C为50百万赫兹，取样频率S为2.048百万赫兹，且单一包内的取样数N为4个时，在随机存取存储器302的单一写入周期内，随机存取存储器302共约执行了96.6个读取周期。
同步器106由讯号存储器105取得写入指针120与读取指标121的数码，并由中央处理器110经共享数字数据总线115所控制。较佳地，在固定次数的写入指标120步骤后，同步器106撷取写入指标120的数码；在写入指标120开始及结束于撷取值的一个完整写入周期期间，当读取指针121等于写入指标120中撷取值的每一个符合情况下，同步器106产生测量时段讯号122；在爆发测量时段讯号122的脉冲后，同步器106产生中断123给中央处理器110。
请参阅第1、2图，多个平行连接的关联器频道107可为同类型，其输入端皆连接于讯号存储器105的输出端1131，且输出端合并于耦接于探测引擎108的数据总线114。图2为关联器频道107的示意图，包含码相位产生器201、码产生器202、码混频器203、载波混频器204、载波数值控制振荡器205、预备累加器206、累加存储器207、以及频道控制器208。码产生器202是由码相位产生器201所驱动，产生复制取样包210，在码混频器203中与相对应的所接收取样包1132相乘，接着将结果加总而产生讯号211，进一步于载波混频器204中与由载波数值控制振荡器205所产生的复制载波取样212相乘。因为码混频器203的反扩展大幅的缩减讯号211的频谱，上述的加总是可行的。在讯号频率不确定性所定义的一段时间区间内，载波混频器204所输出的取样讯号213在预备累加器206中予以平均。累加存储器207储存了由预备累加器206所传送来的一组连续的运算数据214，以将其交由探测引擎108处理，运算数据214的长度是与探测引擎108所执行的傅里叶转换处理的点个数有对等的关系。在经历对应于取样包1132与210的时间区间中，码相位产生器201藉由计算码相位前进值产生供前进码产生器202的讯号209。码产生器202在每一时钟产生包含数个单位元取样码的本地讯号复制包210。
码混频器203将取样包1132的取样复数(一至三个位)对与码产生器202所传送的复制取样包210的相应单位元取样码相乘；接着码混频器203将这些取样包的相乘结果分别依照同相及正交成分加总。本领域的技术人员可藉由不同的方式实施码混频器203，特别是某些藉由少数字表示运算子的码混频器。关联器频道107的载波数值控制振荡器205的实施亦与数字降频器104的载波数值控制振荡器402类似。较佳地，载波数值控制振荡器205可再包含一个缓存器以保持载波相位值，其是于由同步器106所定义并由频道控制器208致能的测量时段中所撷取。
载波混频器204可以数字乘法与(代数)加法、或是以列举出所有输入取样值的所有可能组合的查询表来实现，其中位数由码混频器203的输出讯号211定义。载波混频器204输出213的位数是与其输入讯号211和212相关。举例来说，假设频道关联器107的输入端1131为两个位，在单一包中包含四个取样，且本地端载波复制讯号包含五个位，则载波混频器204的输出取样讯号213为八个位。
在同调累加的一预定时段中，预备累加器206分别将载波混频器204包含的复数输出取样讯号213中同相位和相位差九十度的部分累加起来，预定时段的长度可由中央处理器110来决定，并经由共享数字数据总线115或是直接、间接经由控制器111来传送至频道控制器208。当读取指针3132达到预定值时，频道控制器208在频道中启动程序的处理，且当处理程序至预定次数后，会停止处理该程序。在中央处理器的允许下，频道控制器208致能测量时段讯号122，并将测量时段讯号122传送至码相位产生器201与载波数值控制振荡器205。在处理过程中，频道控制器208在该预定时段内致能预备累加器206的累加操作，将累加的运算数据214传送至累加存储器207，并重置预备累加器206；在预备累加器206重置完毕以后，稍候便准备好新的累加周期；以上所述的控制操作，以及其它频道控制器208所执行的控制操作，皆以图2所示的讯号线215表示。在较佳实施例中，累加周期的长度为1/16毫秒(亦即粗测距/探测码时段的长度的十六分之一)，进行频带约在±8千赫兹之间的接收讯号的累加同调。在较佳实施例中，累加存储器207包含两个相同的区段，其中一区段储存累加的运算数据214，而另一区段读取探测引擎108所传来的数据；此两个相同的区段的容量皆足以用来储存一定量的运算数据，以供探测引擎108运算之用；举例来说，在每一区段容量为三十二个复数运算数据的情形下，其中每一累加周期的长度为1/16毫秒，等于容量为储存2毫秒长的累加数据。
图6为探测引擎108的示意图，包含输入缓冲器601、快速傅里叶转换模块602、功率计算器603、加法器604、前置累加缓冲器605、现行累加缓冲器606、临界点检测器607、以及探测引擎控制器608。藉由探测引擎108的高处理效率，轮流处理多个关联器频道107所发出的请求。当关联器频道107处理了一定量的讯号包后，关联器频道107对探测引擎108发出请求609，接着探测引擎108藉由该关联器频道107与数据总线114接收累加数据而储存于输入缓冲器601，以产生缓冲数据610。经由快速傅里叶转换模块602的运作，转换缓冲数据610为振幅频谱611；再经由功率运算器603的运算，转换振幅频谱611为功率频谱612；加法器604加总功率频谱612的功率数据和前置累加数据613，并将结果数据614传送至现行累加缓冲器606和临界点检测器607。在临界点检测器607中，结果数据614与临界点检测器607中储存的预定临界点比较。在共享随机存取存储器109传送新的前置累加数据，以及另一关联器频道107传送新的预备累加数据1141的同时，现行累加缓冲器606的数据被上传至共享随机存取存储器109。在临界点检测器607中，当结果数据614大于预定临界点的值时，相关的数码和频率搜寻单位数也被传送至共享随机存取存储器109。较佳地，共享随机存取存储器109所储存的非同调累加数据将由中央处理器110内所执行的软件来加以处理，包含上述的结果数据和预定临界值的比较。
快速傅里叶转换模块602将三十二个(补零至六十四)复数(I及Q)定点的三十二位的预备累加数据1141转换为六十四个复数频谱成分。快速傅里叶转换模块602藉由平行处理得到高处理效率，例如可应用于基数为4的傅里叶转换，意即在单一时钟周期中，快速傅里叶转换模块602可处理四个预备累加数据1141。输入缓冲器601可实施为深度64的先进先出缓冲器，具有2×32位的复数型式的预备累加数据1141输入，以及四个2×32位的输出，分别连接至四条深度为十六个字组(word)先进先出缓冲器接头，以产生2×128位的输出缓冲数据610。功率计算器603计算复数的振幅频谱611的平方值，单一时钟中四个平方值；功率计算器603包含四个以算术乘法器和算术加法器为基的复数乘法器；加法器604包含四个算术加法器。在加法器604的加总运算中，前置累加数据613和现行的结果数据614的格式可与在共享随机存取存储器109中的格式不同，也可与在前置累加缓冲器605和现行累加缓冲器606中的格式不同。较佳地，加法器604对四个三十二位的定点字组进行加总的运算，且进行加总运算的结果将以十六位的浮点数字组对的方式储存于共享随机存取存储器109。转换的格式可由前置累加缓冲器605和现行累加缓冲器606来加以实施与控制，且前置累加缓冲器605与现行累加缓冲器606可由本领域的技术人员以不同的方式加以实施。临界点检测器607包含储存临界点的缓存器、四个用来比较现行结果数据614与该临界点的减法器、以及逻辑电路，其中逻辑电路在累加数据超过临界点时，产生带有频率位置的记录615。在特定频率位置时超过临界点的值的现象可藉由共享数字数据总线115来排除潜藏受损的累加数据，例如交互关联干扰。探测引擎控制器608接受关联器频道107的请求，并依序产生控制讯号616以执行上述操作。
共享随机存取存储器109包含8K(K代表2的10次方)个三十二位字组大小的标准单端口式随机存取存储器。中央处理器110可选择许多种不同的三十二位处理器来实施，且这些处理器可为定点数或浮点数的处理器，例如支持RS-232c、USB、或是其它接口的处理器，因此TMS320C31、ADSP21060、ARM7TDMI等处理器都是用来实施中央处理器110可行的选择。
控制器111将关联器频道107初始化，藉由从共享随机存取存储器109下载新调整数据至关联器频道107，以及上传现行数据至共享随机存取存储器109，执行下一批取样包1132的相关联处理；当控制器111由随机存取存储器109上传现行数据以后，可使得另一个被暂停处理并对应于另一批区样包的相关联处理程序可再次启动其处理程序；控制器111亦选择性的由相关联频道107传送预备累加数据1141至共享随机存取存储器109。控制器111的运作与讯号存储器105填补取样包同步。由控制器111所输出的读取致能讯号118与控制讯号119示于图1。应注意到控制器111可由本领域的技术人员进行不同的实施。在较佳实施例中，数字微控制器根据储存于内部存储器的程序执行控制关联器频道107的所有相关操作。
由于干扰的作用，来自于强度较强的交互关联GPS讯号，或来自于内频带干扰的连续波(continuous wave，CW)，二维多普勒延迟累加功率型样极易失真，该累加功率型样是由共享随机存取存储器109在探测较弱的室内讯号时所产生。探测引擎108探测强度较弱的讯号是与讯号功率于长时段的累积相关，长达数十秒。在这些长时段中，实质地缓和由于交互关联的强GPS讯号或连续波干扰的干扰效应，而造成二维多普勒延迟型样的多个多普勒频宽位置中的增大累加功率值。图7为典型二维多普勒延迟累加功率型样的示意图，“多普勒频宽位置”轴(Doppler bin)可视为频率，“码单位”轴(code bin)可视为时间，“讯号功率”轴代表累加讯号的功率；搜寻型样以十六个多普勒频宽位置乘以二十个码单位为说明例，当然亦可为其它数量。增加成脊状的累加功率型样随着频率轴延展，如图7中示为”较强的交互关联”的脊状累加功率型样位于多普勒轴中约-6的位置，该脊状累加功率型样是由强度较强的交互关联GPS讯号所形成；在搜寻弱讯号时，累积的干扰讯号功率高于另一强度较弱的讯号峰值约10dBHz左右，其中该脊状累加功率型样约为21dBHz，而该强度较弱的讯号峰值约为11dBHz(21dB-11dB＝10dB)；与弱GPS讯号相关的本地功率极大值(图7中所示的”较弱讯号”)实际上由诱发干扰的脊状累加功率型样所掩盖。
图7显示在探测较弱的GPS讯号时，较强的交互干扰GPS讯号所产生的干扰，其中较强的交互干扰GPS讯号可代表一GPS卫星至对应的接收器的接收所受到的阻碍较少，而较弱的交互干扰GPS讯号可代表一GPS卫星至对应的接收器的接收被较高的建筑物或是其它地理上的障碍所阻挠。在探测讯号强度较弱的GPS讯号(亦即图7所示的“较弱讯号”的脊状累加功率型样)时，现有技术所提供的GPS接收器有很高的机率会错误的接收到强度较强的交互干扰GPS讯号(亦即图中“较强的交互关联”脊状累加功率型样)。应注意的是，干扰所产生的影响除了来自上述的较强交互关联GPS讯号或来自内频带连续波干扰外，亦可能会以其它的形式出现，比如说，图中“较强的交互关联”脊状累加功率型样可出现在值为-6以外的其它多普勒频宽位置，亦有可能会以其它形状的型样出现。本发明的一主要目的为在面对不同此类干扰所形成的型样或位置的情况下，将此类干扰造成的影响加以屏除。
图9显示根据本发明的实施例的抑制二维多普勒延迟累加功率型样中干扰的影响的流程图。
步骤901：在单一多普勒频宽位置上，暂时剔除带有极大累加功率值的码单位及其相邻的两个码单位。
步骤902：将步骤901中所有未被剔除的码单位的累加功率值加总，并产生其平均值。
步骤903：针对该多普勒频宽位置，将二维多普勒延迟累加功率型样中所有的累加功率值减去步骤902所产生的平均值。
步骤904：检查目前的处理是否进行至该功率型样的最后一个多普勒频宽位置值。若是，执行步骤906；若否，执行步骤905。
步骤905：选取另一多普勒频宽位置，并执行步骤901。
步骤906：检查是否已处理完所有欲探测的讯号。若是，则步骤结束；若否，则执行步骤907。
步骤907：选取另一讯号的二维多普勒延迟累加功率型样，并执行步骤901。
在步骤904中，若目前处理的功率型样并非最后一个多普勒频宽位置值，则在执行步骤905后，重复循环执行步骤901至905，直至满足步骤904的条件为止。同理，在步骤906中，若尚未将所有欲探测的讯号处理完，则不断的重复执行步骤901至907，直到满足步骤906所述的条件为止。
于此实施例中，计算现行多普勒频宽位置的平均功率值，将对应于现行多普勒频宽位置的所有码单位值的所有累加功率值减去该平均功率值，以产生出对应于现行多普勒频宽位置的已补偿或已标准化的所有平均功率值。以图7为例，本发明的方法先沿着码单位轴(对应于码单位值0至20)找出所有对应于多普勒频宽位置为-6的所有累加功率值，且这些累加功率值皆约在7至8左右，接着将这些累加功率减去一计算出的平均值7.5，因此最后得到的所有已补偿的累加功率值皆约在-0.5至0.5左右。本发明提供的方法将会对所有讯号型样包含的所有多普勒频宽位置来实行，因此当讯号型样的数量越多，多普勒频宽位置的值的数量也越多，所产生的已补偿的累加功率型样越符合需要。
于此实施例中，平均值可为算术平均值、中位数、众数、或查询一查询表来产生，亦即任何用来计算平均值的方法均可适用，而图9中步骤顺序亦可有所替换，达到同等效果。再者，在实施本发明时，并不需要将所有的多普勒位置值或是所有码单位值皆予以处理，也就是说，可使用一取样程序来取样出单一累加功率型样中一部分多普勒频宽位置值或是一部分码单位值(例如可取加功率值的子集来求得平均功率值)。最后，藉由图1至图6所示的GPS接收器及其相关组件，中央处理器110可用来实施图9中步骤901至907所述的方法步骤。
图8显示实施根据本发明的实施例的干扰抑制方法，所得到的已补偿的二维多普勒延迟累加功率型样的示意图，原先在图7中被隐藏起来的较弱讯号的峰值(其值为11dBHz)，在实施过本发明所提供的方法后，可被清晰的探测出来。图7与图8所示的累加功率型样均为进行实验所得的结果，以证明本发明的实际功效。本发明达到另一种效果是可藉由所求得的平均功率值来反应出累加功率型样的噪声电平，且根据平均功率值来选择出适当的临界点以探测弱讯号是非常有用。
图10显示可实施本发明所提供的方法的基本接收器，射频前级102藉由讯号连结1254耦合至数字讯号处理电路100。数字讯号处理电路100藉由共享数字数据总线115耦合于中央处理器110，且中央处理器110提供使用者接口116。藉由图1至图6所描述的GPS接收器的全貌，天线101、射频前级102、以及中央处理器110可用来实施图1至图6所提及的所有操作。除了产生出如图7所示的累加功率数据外，数字讯号处理电路100可执行GPS讯号处理。藉由数字讯号处理电路100所产生出的累加功率型样，中央处理器110可用来实施图9所述的流程，亦即步骤901至907。
以上所述的本发明的实施例除了可用来抑制在GPS讯号中的干扰以外，亦可用来处理其它展频讯号，例如可使用于一般的通讯系统。虽然在此仅详加描述或图标本发明的部分特征，然而对GPS相关领域的技术人员在详阅本发明所披露的内容后，应可轻易的想出本发明的其它替代方式或调整方式。在本发明其后所披露的发明范围中，亦已列举出此类替代方式或调整方式，且并未脱离本发明的精神与范畴。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明的权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
Claims (14)
1.一种用于抑制发生于一二维多普勒延迟累加功率型样的一干扰效应的方法，该方法包含：
计算该二维多普勒延迟累加功率型样的多个累加功率值；
在一预定频率下，针对该二维多普勒延迟累加功率型样包含的多个时间点，产生与该多个时间点相关的累加功率值的一平均值；及
分别将对应于该多个时间点的累加功率值减去该平均值，以产生一抑制干扰效应的多普勒延迟累加功率型样。
2.如权利要求1所述的方法，还包含：
对多个不同的频率的每一频率，重复的执行产生该平均值与减去该平均值的步骤，以产生一抑制干扰效应的二维多普勒延迟累加功率型样。
3.如权利要求1所述的方法，其中在产生该平均值之前，剔除对应于一个累加功率极大值的一个时间点，并剔除对应相邻于该累加功率极大值的两个累加功率值的两个时间点。
4.如权利要求1所述的方法，其中该平均值藉由计算一算术平均值、一中位数、或一众数来产生。
5.如权利要求1所述的方法，其中该平均值藉由查询一查询表得到。
6.如权利要求1所述的方法，其中该预定频率是与该二维多普勒延迟累加功率型样的一多普勒频宽位置相关联，且每一时间点是与该二维多普勒延迟累加功率型样的一码单位相关联。
7.一种可抑制发生于一二维多普勒延迟累加功率型样的一干扰效应的全球定位系统接收器，包含：
一天线；
一射频前级，耦合于该天线；
一数字讯号处理器，耦合于该射频前级，用来输出一二维多普勒延迟累加功率型样；及
一处理器，耦合于该数字讯号处理器，用来在一预定频率下，针对该二维多普勒延迟累加功率型样包含的多个时间点，产生与该多个时间点对应的多个累加功率值的一平均值；
其中该处理将该多个时间点对应的多个累加功率值分别减去该平均值，产生一抑制干扰效应的多普勒延迟累加功率型样。
8.如权利要求7所述的全球定位系统接收器，其中该处理器用来对多个不同的频率的每一频率，重复的执行产生该平均值与减去该平均值的步骤，以产生一抑制干扰效应的二维多普勒延迟累加功率型样。
9.如权利要求7所述的全球定位系统接收器，其中在产生该平均值之前，剔除对应于一个累加功率极大值的一个时间点，并剔除对应相邻于该累加功率极大值的两个累加功率值的两个时间点。
10.如权利要求7所述的全球定位系统接收器，其中产生该平均值为一算术平均数、一中位数、或一众数。
11.如权利要求7所述的全球定位系统接收器，其中该平均值藉由查询一查询表来产生。
12.如权利要求7所述的全球定位系统接收器，其中一频率相关于该二维多普勒延迟累加功率型样的一多普勒频宽位置，且一时间点相关于该二维多普勒延迟累加功率型样的一码单位。
13.如权利要求7所述的全球定位系统接收器，其中该处理器为一三十二位处理器。
14.如权利要求7所述的全球定位系统接收器，其中该处理器更具有一使用者接口。
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