CN100539562C - 基于卫星的通信系统中的重复编码 - Google Patents

Abstract

卫星通信系统包括发射器，卫星转发器和接收器。发射器向卫星转发器发射上行多层次调制的信号(分级调制或分层调制)，卫星转发器然后朝下行方向将多层次调制的信号广播到一个或多个接收器。发射器包括重复编码器，用于对多层次调制的信号的至少一个层次(例如下层次)重复编码。以互补方式，接收器包括重复解码器，用于对接收的多层次调制的信号的至少一个重复编码的层次解码。

Description

基于卫星的通信系统中的重复编码

发明背景

本发明一般涉及通信系统，并且更具体地涉及基于卫星的通信系统。

如在1999年10月12日颁布给Ramaswamy的美国专利5966412中所述，可以在卫星系统中使用分级调制作为一种方法以继续支持现有的遗留接收器但是还为提供新的服务提供发展道路。换言之，基于分级调制的卫星系统允许将附加的功能特征或服务增加到系统，而无需现有用户购买新的卫星接收器。在基于分级调制的通信系统中，至少两个信号，例如上层(UL)信号和下层(LL)信号被加在一起以生成同步调制的卫星信号以供传输。在提供向后兼容性的基于卫星的通信系统的情况下，LL信号提供附加的服务，而UL信号提供遗留服务，即UL信号实际上与以前传输的信号相同-因此，卫星传输信号可以继续发展而不会影响拥有遗留接收器的用户。由此，已经有遗留接收器的用户可以继续使用遗留接收器直到这样的时候即用户决定升级到可以恢复LL信号以提供附加服务的接收器或盒。

同样地，基于分层调制的通信系统也可以用于提供向后兼容的方法。在基于分层调制的系统中，将至少两个信号(又例如，UL信号(遗留服务)和LL信号(附加服务))(可能彼此异步地)调制到相同的载波上。UL信号和LL信号的传输经由两个转发器分开进行，分层调制接收器的前端将它们组合，然后才恢复其中传送的数据。

发明概述

无论是基于分级的调制还是基于分层的调制，我们看出在多层次传输方案中还可以提高存在噪声时的接收器性能。具体地，并且根据本发明的原理，发射器包括重复编码器，用于重复多层次调制方案的至少一个信号的至少一部分以得到重复编码的信号；和调制器，用于提供多层次传输信号，它包括重复编码的信号。

在本发明的一个实施例中，卫星通信系统包括发射器、卫星转发器和接收器。发射器向卫星转发器发射上行多层次调制的信号(分级调制或分层调制)，卫星转发器然后朝下行方向将多层次调制的信号广播到一个或多个接收器。发射器包括重复编码器，用于对多层次调制的信号的至少一个层次(例如下层次)重复编码。以互补的方式，接收器包括重复解码器，用于对接收的多层次调制的信号的至少一个重复编码的层次解码。

在本发明的另一个实施例中，接收器是统一接收器，它以多种用于对接收的多层次信号解调的解调模式的任何一种操作，其中多种解调模式的至少两种是分级解调模式和分层解调模式。统一接收器包括重复解码器，用于对接收的多层次调制的信号的至少一个重复编码的层次解码。

附图简介

图1示出实现本发明原理的说明性卫星通信系统；

图2示出通过图1的卫星15的传输路径的说明性框图；

图3示出图1的发射器5中使用的根据本发明原理的说明性分级调制实施例；

图4示出根据本发明原理的重复编码；

图5示出上层和下层中使用的说明性符号星座；

图6示出图1的发射器5中使用的根据本发明原理的另一说明性分级调制实施例；

图7示出多层次信号的说明性结果信号点星座；

图8示出图1的发射器5中使用的根据本发明原理的说明性分层调制实施例；

图9示出在基于分层调制的系统情况下卫星传输路径的说明性框图；

图10示出根据本发明原理的接收器的说明性框图；

图11示出根据本发明原理的图10的统一解调器/解码器320的说明性框图；

图12-16示出根据本发明原理的统一解调器/解码器320的不同部分的各种框图；

图17示出说明性信号空间；

图18示出根据本发明原理的说明性对数似然查询表；

图19示出说明性符号星座；

图20和图21示出对数似然计算；

图22示出图11的度量分组单元595的实施例；

图23示出图11的H-L mux 395的另一变体；

图24-25示出根据本发明原理的统一解调器/解码器的其他说明性实施例；以及

图26示出根据本发明原理的说明性流程图；

图27示出根据本发明原理的分层调制接收器的另一说明性实施例；

图28示出根据本发明原理的具有同时解码的分级调制接收器的另一说明性实施例；以及

图29示出根据本发明原理的具有顺序解码的分级调制接收器的另一说明性实施例。

详细说明

除发明构思外，图中所示的单元都是众所周知的，因此将不作详细描述。再者，还假定熟悉基于卫星的系统，因此本文将不作详细描述。例如，除发明构思外，卫星转发器、下行信号、符号星座、射频(rf)前端或接收器部分如低噪声块下变频器、用于生成传输比特流的格式化和编码方法(例如活动图像专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC 13818-1))以及解码方法如对数似然比、软输入软输出(SISO)解码器、Viterbi解码器都是众所周知的，因此本文中不作描述。此外，发明构思可以利用遗留编程技术来实施，本文中对此将同样不作描述。最后图中的相似编号表示相似的单元。

图1示出根据本发明原理的说明性通信系统50。通信系统50包括发射器5、卫星信道25、接收器30和电视(TV)35。尽管将对此作更详细的描述，但接下来是通信系统50的概述。发射器5接收由信号4-1至4-K表示的多个数据流，并且，根据本发明原理，向卫星传输信道25提供多层次调制的信号6，以使多调制的信号6的至少一个层次被重复编码(下文还将描述)。说明性地，这些数据流表示卫星TV系统的控制信令、内容(例如，视频)等，并且可以彼此独立或彼此有关或其组合。多层次调制的信号6表示具有K层的基于分层调制的信号或基于分级调制的信号，其中K≥2。应注意，词汇“层”和“层次”在本文中是可互换使用的。卫星信道25包括发射天线10、卫星15和接收天线20。发射天线10(表示地面发射站)以上行信号11的形式向卫星15提供多层次调制的信号6。暂时参考图2，示出信号通过卫星15的传输路径的说明性框图。卫星15包括输入滤波器155、行波管放大器(TWTA)165和输出滤波器175。上行信号11首先由输入滤波器155滤波，然后由TWTA 165放大以供再传输。TWTA 165输出的信号然后由输出滤波器175滤波以得到下行信号16(它通常在与上行信号不同的频率上)。由此，卫星15为经由下行信号16将接收的上行信号再传输到广播区域作准备。该广播区域通常覆盖预定的地理区域，例如，美国本土的一部分。回到图1，由接收天线20接收下行信号16，然后将接收的信号29提供给接收器30，接收器30根据本发明原理对接收的信号29解调和解码，以经由信号31将例如内容提供给TV 35以供在其上观看。应注意，虽然本文未作描述，但是发射器5还可以对信号进行预失真然后再传输以补偿信道中的非线性。

如上所述，在本说明的情况下，多层次调制的信号6表示基于分级调制的信号或基于分层调制的信号。在前者的情况中，图3中示出根据本发明原理的发射器5的说明性框图；而在后者的情况中，图7中示出根据本发明原理的发射器5的说明性框图。在本说明的其余部分中，说明性地假定有两个数据流，即K＝2。应注意，本发明并不局限于K＝2，而实际上特定数据流如信号4-1可以已经表示其他数据流的集合(未示出)。

如前所述，我们看出在多层次传输方案中还可以提高存在噪声时的接收器性能。具体地，并且根据本发明原理，发射器包括重复编码器，用于重复多层次调制方案的至少一个信号的至少一部分以得到重复编码的信号；以及调制器，用于提供多层次传输信号，它包括重复编码的信号。应注意，在至少一个层次例如下层上执行重复编码方案实际上是在该层上用数据速率换取信噪比(SNR)。换言之，虽然降低了下层的有效数据速率，但是重复编码的使用使接收器可以在较低的SNR环境中从下层恢复数据。因此，并且如下文所述，发射器5对多层次信号的至少一个信号层次的至少一部分重复编码，然后发射多层次信号，包括它的重复编码部分。

首先参考图3，示出发射器5中使用的说明性分级调制发射器。分级调制简单地描述为同步调制系统，其中下层信号同步地嵌入到上层信号中，以创建高阶调制字母表(modulation alphabet)。

在图3中，分级调制发射器包括UL编码器105、UL调制器115、LL编码器110、重复编码器170、LL调制器120、乘法器(或放大器)125和30、组合器(或加法器)135和上变频器140。上层(UL)路径由UL编码器105、UL调制器115和放大器125表示；而下层(LL)路径由LL编码器110、重复编码器170、LL调制器120和放大器130表示。如在本文中所使用的，术语“UL信号”指UL路径中的任何信号，并根据上下文是显而易见的。例如，在图3的情况下，这是信号4-1、106和116中的一个或多个。再者，术语“LL信号”指LL路径中的任何信号。又在图3的情况下，这是信号4-2、111、171和121中的一个或多个。再者，每个编码器实施已知的检错/纠错码(例如，卷积码或格码；链接前向纠错(FEC)方案，其中比率1/2、2/3、4/5或6/7的卷积码用作内码，Reed Solomon码用作外码；LDPC码(低密度奇偶校验码)；等)。例如，通常UL编码器105使用卷积码或短块码；而LL编码器110使用涡轮码或LDPC码。对本说明书来说，假定LL编码器110使用LDPC码。此外，还可以使用卷积交织器(未示出)。

从图3可以看出，信号4-2被施加到LL编码器110，它提供编码的信号111。同样地，信号4-1被施加到UL编码器105，它向调制器115提供编码的信号106。编码的信号106表示N比特每个符号间隔T；而编码的信号111表示M比特每JT个符号间隔，其中N可以等于或不等于M且J>1。重复编码器170通过在每J个符号间隔接收M比特的数据并在每个符号间隔将M比特的数据提供给调制器120来另外对编码的信号111重复编码。换言之，重复编码器170在这J个符号间隔上重复或复制这M比特的数据。在此上下文中，在这J个符号间隔上对M比特的分组或对相关联的J个符号的分组定义了符号组或重复符号。这在图4中说明，J＝2。LL编码器110在2T的时间间隔41向重复编码器170提供M1比特。重复编码器170在时间间隔42还有时间间隔43向调制器120(以符号率1/T操作)提供M1比特。调制器115和120调制施加于其上的各个信号，分别得到调制的信号116和121。应注意，因为有两个调制器115和120，所以在UL路径和LL路径中调制可以不同。再者，对本说明书来说，假定UL编码的数据比特数是2，即N＝2，以及UL调制器115生成位于信号空间的四个象限之一的调制信号116。即UL调制器115将两个编码的数据比特映射到四个信号点之一。类似地，LL编码的数据比特数也假定为2，即M＝2，以及LL调制器120也生成位于信号空间的四个象限之一的调制信号121。图5中示出在UL和LL中都使用的说明性符号星座89。在此示例中，LL的每个重复符号44从来自重复编码器170的J个相同的M比特组映射到来自符号星座89的符号。应注意，信号空间89仅是说明性的，还可以使用其他大小和形状的符号星座。暂时参考图6，示出发射器5中用于实施分级调制的另一说明性实施例。图6与图3相似，除了分级调制器180执行下层比特和上层比特到组合信号空间的映射。例如，上层可以是QPSK(正交相移键控)信号空间，而下层是BPSK(二相相移键控)信号空间；组合这二者得到例如不均匀8-PSK信号空间。

回到图3，还分别经由放大器125和130按预定UL增益和预定LL增益调整来自UL调制器115和LL调制器120的输出信号的幅度。应注意，下层信号和上层信号的增益确定这些点在信号空间中的最终布局。例如，UL增益可以设为1，而LL增益可以设为.5。UL信号和LL信号然后经由组合器或加法器135组合，得到组合的信号136。因此，图3的调制器例如放大器125和130以及组合器135实际上还重排和划分信号空间，以使UL信号指定信号空间的四个象限之一；而LL信号指定如图7由信号空间79所示的信号空间的某个特定象限的多个子象限之一，。

实际上，在本文还称为组合信号空间79的结果信号空间79包括16个符号，每个符号位于信号空间中的特定信号点上且与特定四比特相关联。例如，符号83与四比特序列“01 01”相关联。低两比特部分81与UL相关联，并指定信号空间79的象限；而高两比特部分82与LL相关联，并指定两比特部分81指定的象限的子象限。应注意，因为UL信号标识该象限，所以LL信号实际看上去像UL信号上的噪声。回到图3，组合信号136被施加到上变频器140，这得到在适当的传输频率上的多层次调制的信号6。

根据该示例，从图7可以看出，实际上传输序列中的每个符号可以与后一个符号不同，因为只有与LL信号相关联的高两比特部分在符号组的J个符号间隔上重复。由此，表示图4的时间间隔42和43中的M1比特的由信号空间79得到的这两个符号(未示出)还包括重复符号44。

现在参考图8，示出图1的发射器5中使用的根据本发明原理的分层调制器的说明性框图。这里，发射器5包括两个单独的发射器路径。上层路径包括UL编码器105、UL调制器115和上变频器240。下层路径包括LL编码器110、重复编码器170、LL调制器120和上变频器245。信号4-1由UL编码器105编码以得到编码的信号106，表示N比特每个符号间隔T，以及信号4-2由LL编码器110编码以得到编码的信号111，表示M比特每J个符号间隔。再者，每个编码器实施已知的检错/纠错码，以及M可以等于或不等于N。然后由UL调制器115调制UL编码的信号106以得到UL调制的信号116，然后上变频到适当的频带以得到UL信号6-1。但是，LL编码的信号111首先施加到重复编码器170，它在J个符号间隔上重复这M比特，如上所述。将所得到的重复编码信号171施加到LL调制器120，由此得到LL调制信号121，然后由上变频器245上变频以得到LL信号6-2。从图8应该可以看出，发射器5发射两个信号即多层次调制的信号6，包括UL信号6-1和重复编码的LL信号6-2。通常，LL信号6-2以比UL信号6-1低的功率电平发射。这实际上降低了LL路径的SNR。但是，并且根据本发明的特征，在LL路径上使用重复编码提高了图1的接收器30对于较低SNR的性能，代价是降低了LL路径上的数据速率。

由此，并马上参考图9，对于基于分层调制的系统，上行信号11表示为两个上行信号-UL上行信号11-1和LL上行信号11-2；而下行信号16表示两个下行信号：LL下行信号16-2和UL下行信号16-1。在此示例中，图1的卫星15可以是具有两个不同转发器(一个用于UL信号而另一个用于LL信号)的单个卫星或两个不同的卫星。无论是一个卫星还是两个卫星，如图9所示，实际上都有两个卫星传输路径。UL卫星路径包括UL输入滤波器255、UL TWTA 265和UL输出滤波器275，它提供UL下行信号16-1；而LL卫星路径包括LL输入滤波器260、LL TWTA 270和LL输出滤波器280，它提供LL下行信号16-2。图9的每个单元以与图2所示的及前述各单元相似的方式工作。

如上所述，在接收天线20接收到下行信号16之后，接收器30对接收到的信号29解调和解码以将例如内容提供给TV 35以供在其上观看。图10中示出根据本发明原理的接收器30的说明性部分。接收器30包括前端滤波器305、模数转换器310和统一解调器/解码器320。后者，根据本发明的原理，包括重复解码器。前端滤波器305将接收到的信号29下变频并滤波以向A/D 310提供近基带信号，然后对下变频的信号取样以将该信号转换到数字域，并将样本序列311(还称为多层次信号311)提供给统一解调器/解码器320。后者具有多种解调模式，其中多种解调模式的至少两种表示为分级解调模式和分层解调模式。某种特定解调模式的选择由解调模式信号389提供，它被说明性地设为先验的。解调模式信号389可以以多种方式的任何一种来设置，例如跳线设置、可以在例如电视机35上观看且例如可以经由远程控制(未示出)设置的接收器30的配置信息(未示出)或来自带外或带内信令信道上传输的数据。如果设为分级解调模式，则统一解调器/解码器320对多层次信号311执行分级解调并提供多个输出信号321-1至321-K，它们表示K层上的多层次信号311传送的数据。来自这些输出信号的一个或多个数据经由信号31被提供给电视机35。(在这方面，接收器30还可以处理数据，然后再将其施加于电视机35和/或直接将数据提供给电视机35。)在下面的示例中，层次数是2，即K＝2，但是发明构思并不局限于此。例如，在分级解调模式中，统一解调器/解码器320提供UL信号321-1和LL信号321-2。前者理想情况下表示上层上传输的内容，即图3的信号4-1；而后者理想情况下表示下层上传输的内容，即图3的信号4-2。类似地，如果设为分层解调模式，则统一解调器/解码器320对多层次信号311执行分层解调以提供UL信号321-1和LL信号321-2，它理想情况下表示为图8的信号4-1和4-2。

现在参考图11，示出统一解调器/解码器320的说明性结构。统一解调器/解码器320包括UL解调器330、延迟/均衡器单元345、UL解码器335、UL再调制器/再编码器350、组合器375、LL解调器390、H-L复用器(H-L mux)395(本文中还称为H-L选择器395)、度量分组单元595和LL解码器340。多层次信号311被施加到UL解调器330，它对该信号解调，并从中得到UL载波信号332、重取样的多层次信号316和由解调的UL信号点流333表示的解调UL信号。现在参考图12，示出UL解调器330的说明性框图。UL解调器330包括数字重取样器415、匹配滤波器420、去旋转器425、定时恢复单元435和载波恢复单元440。多层次信号311被施加到数字重取样器415，它利用定时恢复单元435提供的UL定时信号436对多层次信号311重取样以得到重取样的多层次信号316。重取样的多层次信号316被施加到匹配滤波器420，并且还提供给延迟/均衡器单元345(下文对此描述)。匹配滤波器420是带通滤波器，用于对UL载波频率周围的重取样的多层次信号316滤波以向去旋转器425和上面提到的定时恢复单元435提供滤波的信号，由此定时恢复单元435生成UL定时信号436。去旋转器425去旋转，即从滤波的信号中去除载波，以得到解调的UL信号点流333。载波恢复单元440利用解调的UL信号点流333来从中恢复UL载波信号332，UL载波信号332被施加到去旋转器425和UL再调制器/再编码器350(下文对此描述)。

再参考图11，UL解码器335以与发射器5相应的UL编码器105互补的方式操作，并对解调的UL信号点流333解码以得到UL信号321-1。如上所述，UL信号321-1表示上层传送的数据，如图3和图8的信号4-1所示。应注意，UL解码器321-1实际通过将LL信号作为UL信号上的噪声来处理以恢复UL中传送的数据。换言之，UL解码器335操作，好像UL信号333表示从图5的信号空间89中选择的符号。

UL信号321-1还被施加到再调制器/再编码器350，它响应于UL载波信号332，在本地重构UL调制的信号。具体地，再调制器/再编码器350对UL信号321-1再编码而后再调制，以将UL调制的信号351提供给组合器375的负输入端。暂时参考图13，示出了说明性再调制器/再编码器350的框图。再调制器/再编码器350包括旋转相延迟单元445、编码器470、再旋转器465和脉冲整形单元460。编码器470再编码UL信号321-1并将其再映射到符号，以将编码的信号471提供给再旋转器465，再旋转器465按本地生成的UL载波频率的延迟版本对编码的信号471再旋转，UL载波频率由上层载波恢复单元440确定。从再旋转器465输出的信号被施加到脉冲整形单元460，它另外对重构的信号整形以得到UL调制的信号351。

再参考图11，组合器375从再取样的多层次信号316的延迟和均衡版本(信号346)减去UL调制的信号351，以得到仅表示接收的LL调制信号的信号，即LL调制信号376，它还用于更新延迟/均衡器单元345的均衡器的抽头(未示出)。组合器375的两个输入信号是以相同的取样率，它通常是上层符号率的整数倍。图14中示出延迟/均衡器单元345的说明性框图。延迟/均衡器单元345包括信号延迟单元450和均衡器455。信号延迟单元450补偿信号处理路径中的延迟，即通过UL解调器330、解码器335和再调制器/再编码器350的路径；而均衡器455尝试去除线性失真，如调谐器中信号路径的倾斜，以使组合器375实际从再取样的多层次信号316中尽可能多地消除UL信号，以得到干净的LL调制信号376。换言之，执行均衡，以最优地将再取样的多层次信号316的UL分量与本地重构的UL调制信号351匹配，以最优地去除UL信号，然后对LL信号解调和解码。

再回到图11，然后将LL调制信号376施加到LL解调器390，它从中恢复由解调的LL信号点流391表示的解调LL信号。图15中示出LL解调器390的说明性框图。LL解调器390包括数字重取样器515、匹配滤波器520、定时恢复单元535、去旋转器525和载波恢复单元540。LL调制信号376被施加到数字重取样器515，它利用LL定时信号536对LL调制信号376重取样，以使LL信号达到初始的LL处理速率，它通常是下层符号率的整数倍。数字重取样器515配合定时恢复单元535工作。重取样的LL调制信号516被施加到匹配滤波器520，它是带通滤波器，用于对LL载波频率周围的重取样的LL调制516信号滤波并整形，以向去旋转器525和上面提到的定时恢复单元535提供滤波的信号，定时恢复单元535从中生成LL定时信号536。去旋转器525对滤波的信号去旋转，以得到解调的LL信号点流391，它还被施加到载波恢复单元540。后者利用解调的LL信号点流391来向去旋转器525提供恢复的LL载波信号。

又再回到图11，H-L mux 395接收解调的UL信号点流333和解调的LL信号点流391。H-L mux 395在解调模式信号389的作用下选择UL信号点流333或LL信号点流391来处理并随后施加到度量分组单元595。如果解调模式信号389指示分层解调，则H-L mux 395选择LL信号点流391来处理。但是，如果解调选择信号389指示分级解调，则H-L mux 395选择UL信号点流333来处理。

现在应注意图16，它示出H-L mux 395的说明性框图。后者包括复用器(mux)565和对数似然比(LLR)查询表(LUT)570。H-L mux 395的输入信号是接收的信号点值(来自UL或LL)，而H-L mux395的输出信号是表示接收某些比特的概率的软值。具体地，Mux 565在解调模式信号389的作用下选择UL信号点流333或LL信号点流391，如上所述，并提供所选择的信号作为接收的信号566。由此，接收的信号566是一串接收的信号点，每个接收的信号点在信号空间中具有同相(I_REC)分量(572)和正交(Q_REC)分量(571)。就接收的信号点z而言，这还在图17中示出，其中：

z＝I_rec+jQ_rec                 (1)

每个接收的信号点的I_REC分量和Q_REC分量被施加到LLR LUT570。后者存储预先计算的LLR值的LUT 599，如图18所示。具体地，LUT 599的每行与特定的I分量值(I行值)相关联，而LUT 599的每列与特定的Q分量值(Q列值)相关联。LUT 599具有L行和J列。LLR LUT 570对接收的信号566的接收的信号点的I_REC分量和Q_REC分量值量化，以形成输入地址，它用作LUT 599中的索引，以从中选择各自预先计算的LLR。每个符号间隔T，所选的LLR经由信号396提供。例如，如果信号566的I_REC分量值量化到第一行，而信号566的Q_REC分量值量化到第一列，则会选择LLR 598，并经由图16的信号396提供给图11的度量分组单元595。

除发明构思外，并且如现有技术已知的，对于给定的比特到符号映射M(b_i)，其中M是目标符号，而b_i＝0，1，...B-1，是要映射的比特，其中B是每个符号中的比特数(例如对于QPSK，B可以是两比特，而对于8-PSK则可以是三比特等)，B比特值的第i比特的对数似然比函数为：

LLR(i，z)＝log[(prob(b_i＝1|z))/(prob(b_i＝0|z))]；        (2)

其中b_i是第i比特，而z是信号空间中接收的信号点。表达式“prob(bi＝l|z)”表示假定接收到信号点z的情况下，第i比特是“1”的概率。类似地，表达式“prob(bi＝0|z)”表示假定接收到信号点z的情况下，第i比特是“0”的概率。

对于二维信号空间，假定等式(2)中的概率是基于可加性高斯白噪声(AWGN)，其概率密度函数(PDF)为：

$\mathrm{prob}\left(n\right)=\frac{\exp \left(\frac{-{\left|n\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}\right)}{2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}^2},---\left(3\right)$

因此，给定的比特和接收的信号点的LLR定义为：

$\mathrm{LLR}(i,z)=\log \left[\frac{\underset{M_{\mathrm{blt\; l}=1}}{\mathrm{\Σ}}\exp \left(\frac{{-|z-M|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}\right)}{\underset{M_{\mathrm{blt\; l}=0}}{\mathrm{\Σ}}\exp \left(\frac{-{|z-M|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}\right)}\right].---\left(4\right)$

从等式(4)可以看出，对于给定的接收的信号点z的LLR是z、目标符号M和rms噪声电平σ的函数。LLR还是“软度量”的一个示例。

图19和20中示出计算LLR比的图示。图19示出说明性LL符号星座。为简单，示出4符号QPSK(正交相移键控)星座，但是，应注意，还可以使用其他大小和形状的符号星座，例如对于8-PSK为3比特，对于16-QAM、分级16-QAM为4比特等。从图19可以看出，信号空间89中有四个符号，每个符号与特定两比特映射[b1，b0]相关联。现在参考图20，示出接收的信号点z与信号空间89的符号有关。从图20可以看出，接收的信号点z与信号空间89的每个符号相距不同的距离d_i。例如，接收的信号点z离与两比特映射“01”相关联的符号的距离为d₄。由此，LLR(b0)为：

ln[(概率b0是1)/(概率b0是0)]；或                (5A)

ln[(概率(符号01或11))/(概率(符号00或10))]；或  (5B)

ln[{exp(-d₄ ²/(2σ²))+exp(-d₃ ²/(2σ²))}/{exp(-d₂ ²/(2σ²))+exp(-d₁ ²/(2σ²))}]                                      (5C)

而LLR(b1)为：

ln[(概率b1是1)/(概率b1是0)]；或                (6A)

ln[(概率(符号10或11))/(概率(符号00或01))]；或  (6B)

ln[{exp(-d₁ ²/(2σ²))+exp(-d₃ ²/(2σ²))}/{exp(-d₂ ²/(2σ²))+exp(-d₄ ²/(2σ²))}]。                                   (6C)

回到图16，可以看出，LLR LUT 570(即LUT 599)初始化为一组分级LLR值573或分层LLR值574，取决于接收器30的各模式。例如，关于如图5、19和20所示的LL符号星座，先验计算分层LLR值；而关于如图7所示并在图21中又示出的组合符号星座，先验计算分级LLR值。换言之，LL的分级LLR的确定—不是关于LL信号空间(例如图5的信号空间89)—而是关于组合信号空间(例如图7的信号空间79)。对于每个接收的信号点z，在计算LLR时确定和使用信号空间79的每个符号与接收的信号点z之间的距离。为简单，图21中仅示出这些距离d_i中的一些。分级LLR值573和分层LLR值574可以以任何数量的方式来形成。例如，接收器30可以通过使用例如在启动或重新初始化这两个端点(发射器5和接收器30)之间的通信期间、由发射器5提供的训练信号来执行计算。如现有技术已知的，训练信号是预定的信号，例如对于接收器是先验已知的预定符号序列。还可以定义预定的“握手”序列，其中端点在其间传送数据之前交换信令。或者，可以远程地例如在发射器5的位置上执行这些计算，并经由带内或带外信令信道发送到接收器30(这甚至可以经由拨号设施(有线和/或无线)(未示出))。或者，可以基于预期的信号条件计算LLR值，并在制造时存储在接收器中。

再参考图11，根据本发明原理，度量分组单元595经由信号396接收LLR序列(软输入数据)，并从中得到重复解码的信号596。说明性地，度量分组单元595执行将重复符号与符号对齐并提供每个重复符号的LLR输出值的功能，如下文所述并如图22所示。为了说明，示出的度量分组单元595为J＝2的情况，当然J可以是任何大于1的数。度量分组单元595包括相平均器630和635、绝对值单元640和645、低通滤波器650和655、比较器660和复用器670。

度量分组单元595执行的第一个功能实际是将LL中接收的信号点序列对齐重复符号周期。如前所述，每个传输的LL重复符号包括J个符号，其中J>1。在这方面，度量分组单元595处理LLR序列(由信号396表示)以将与相同的重复符号周期相关联的那些分到一组。该对齐或分组可以以任何数量的方式执行。这里，相1平均器630取LLR值396作为输入，并提供在每个重复符号(LLR0+LLR1)、(LLR2+LLR3)......上取平均的输出LLR值作为信号631；而相2平均器635取LLR值396作为输入，并提供在关于另一个对齐(LLR1+LLR2)、(LLR3+LLR4)......的每个重复符号上取平均的输出LLR值作为信号636。信号631进而由绝对值单元640处理以得到绝对值信号641，进而由低通滤波器(LPF)650处理以得到滤波的信号651。信号636进而由绝对值单元645处理以得到绝对值信号646，进而由低通滤波器(LPF)655处理以得到滤波的信号656。比较器660接收低通滤波的信号651和656，并创建选择信号661，如果信号651大于信号656，则为1，指示相1是较好的对齐；否则为0，指示相2是较好的对齐。选择信号661被施加到复用器(MUX)670，然后根据所确定的较好的对齐传送平均的重复符号LLR值：即如果选择信号661为1则它选择信号631，对应于相1；或如果选择信号661为0，则选择信号636，以得到LLR输出596。因此，度量分组单元595将与最佳对齐的相关联的相加的LLR以组合度量的形式传送，并以重复解码的信号596的形式将每个重复符号周期的该平均LLR提供给LL解码器340。因此，分组度量单元595实际从LL信号去除了复制的数据。

LL解码器340经由信号596接收平均LLR序列(软输入数据)，并从中得到LL信号321-2。LL解码器340以与LL编码器110互补的方式操作。还应注意，LL解码器340还可以是软输入软输出解码器，并提供软输出值，然后经过附加处理(未示出)以形成LL信号321-2。

从图11可以看出，在分层解调模式中，接收器30通过首先经由UL解调器330和解码器335恢复UL信号来顺序解调接收的信号。然后再编码和再调制恢复的UL信号，以从接收的信号中减去从而揭示LL信号供LL解调器390解调。然后处理所得到的解调LL信号点流391以关于LL符号星座生成软输入数据，例如LLR。相比之下，在分级解调模式中，恢复UL信号点流333，由此然后直接确定LL信号。这在本文中称为同时解码模式。具体地，UL信号点流333经处理生成软输入数据，例如LLR，以从中恢复LL数据。

H-L mux 395的其他变体是可能的。例如，图23示出一个例子，两个单独的查询表(555和560)位于mux 565之前，mux 565根据解调模式信号389来选择适当的信号(信号556或561)。

图24示出根据本发明原理的另一个实施例。说明性地，在该实施例中，统一解调器/解码器320′在处于分级操作模式时对接收的信号顺序解码。为了对基于分级调制的信号顺序解码，接收器首先对UL信号解码，然后对LL信号解码。从图24可以看出，统一解调器/解码器320′与图11中的统一解调器/解码器320相似，除了增加了组合器或加法器380、延迟单元355和H-L mux 395′。延迟单元355补偿UL解码器335、编码器470等的处理延迟。说明性地，加法器380接收作为输入信号的、延迟的解调UL信号点流333′和信号471，信号471可从如图13所示的UL再调制器/再编码器350得到。组合器380从延迟的解调UL信号点流333′中减去编码信号471，以将LL信号点流381提供给H-L mux 395′的输入。如上所述，H-L mux 395′在所选解调模式的作用下选择施加的信号，这里指LL信号点流381或解调的LL信号点流391。

图25示出H-L mux 395′的框图。在此示例中，H-L mux 395′包括mux 565和LLR计算器580。Mux 565在解调模式信号389的作用下在LL信号点流381或解调的LL信号点流391之间选择，以得到接收的信号点流566。后者被施加到如LLR计算器580所表示的软数据生成器，它提供LLR数据396到分组度量单元595，如上所述。

现在应注意图26，它用于图1的接收器30。在步骤605，接收器30选择多种解调模式之一。说明性地，至少有两种解调模式：分级解调和分层解调。如上所述，此选择可以通过例如跳线设置、接收器30的配置屏幕(未示出)来执行或根据带外或带内信令信道上传送的数据来执行。在步骤610，接收器30接收多层次信号。在步骤615，接收器30在所选解调模式的作用下确定要执行的解调过程。如果解调模式是分级的，则接收器30在步骤620执行对接收的多层次信号的分级解调。另一方面，如果解调模式是分层的，则接收器30在步骤625执行对接收的多层次信号的分层解调。应注意的是，解调模式的选择(步骤605)可以在接收多层次信号(610)之后执行。

图27示出根据本发明原理的接收器的另一个实施例。说明性地，在该实施例中，接收器30(未示出)仅执行分层解调，并包括用于对接收的信号顺序解码的解调器/解码器720。从图27可以看出，解调器/解码器720与图11的统一解调器/解码器320相似，除了删除了多个单元，因为不支持分级解调。

说明性地，接收的信号点流391被施加到LLR查询表570，它将LLR值396提供给度量分组单元595。关于对齐，度量分组单元595又通过为J个可能的对齐的每一个创建组合LLR值来对齐接收的信号点，并选择例如平均具有最高绝对值的组合LLR值的最佳序列。由此，度量分组单元595则提供重复解码的信号596以施加于LL解码器340。在此上下文中，LL解码器340接收LLR值。

图28示出根据本发明原理的接收器的另一个实施例。说明性地，在该实施例中，接收器30(未示出)仅执行分级解调，并包括用于对接收信号同时解码的解调器/解码器820。从图28可以看出，解调器/解码器820与图11的统一解调器/解码器320相似，除了删除了多个单元，因为不支持分层解调。从图28可以看出，UL信号点流333被施加到LLR LUT 570，其中存储了分级LLR值573，如上所述。所得到的LLR流(信号396)被施加到度量分组单元595，如前所述。

图29示出根据本发明原理的接收器的另一个实施例。说明性地，在该实施例中，接收器30(未示出)仅执行分级解调，并包括用于对接收的信号顺序解码的解调器/解码器920。从图29可以看出，解调器/解码器920与图24和图25的统一解调器/解码器320′相似，除了删除了多个单元，因为不支持分层解调。一些与关于其他实施例

进行的解释相似的解释适用于此处，如LL解码器340接收LLR值。

应注意，在一些替代实施例中，度量分组单元595可以基于符号值来操作，即将它们对齐和取平均，在此情况中，例如，LL解码器可以首先将平均的符号值转换成LLR值，以进行后续解码。

根据本发明的特征，重复编码器的使用可以使得到码方面具有更多设计灵活性。例如，比率1/2编码器可以通过图3的LL编码器110来实施。如现有技术已知的，名称“比率1/2”意思是对于每两个传输的比特，一比特是冗余的(即为防止错误/检测错误而设)。一般地，可以指定编码器具有比率n/R，其中n和R都大于1，且R>n。再者，实际中LL编码器110可以根据现有编码器设计(专有的或出售的)得到。仍通过增加重复编码，发射器5实际上实现了比率n/((R)(J))编码器—无需重新设计编码器或相应的解码器—因此节省了成本和设计时间。还应注意的是，本文所述的重复编码还可以配合凿孔(puncturing)及其他技术使用，以派生以其他方式通常无法得到的码率类型。

如上所述，并根据发明构思，重复编码在多层次信号的至少一个层次上使用。实际上，发明构思有效地创建了更健壮的LL信道，它允许在较低SNR环境中恢复LL信道上传送的数据。实际上，对例如下层重复编码的使用提高了接收器性能，而没有增加下层信道的功率电平。由此，虽然是在对下层信号重复编码的情况下描述本发明的，但是本发明并不局限于此，而是还可以应用于多层次调制信号的任何一层或多层。再者，应注意，虽然是在耦合到TV 35表示的显示器的接收器的情况下描述的，但是发明构思并不局限于此。例如，接收器30还可以设在分布式系统的上游，例如在前端，然后将内容重发到网络的其他节点和/或接收器。再者，虽然分级调制和分层调制是在提供向后兼容的通信系统的情况下描述的，但是这并不是发明构思的要求。还应注意，本文中描述和示出的特定单元的组成部分的分组仅是说明性的。例如，UL解码器335和LL解码器340的其中之一或二者兼有对于单元320可以是外部的，那么单元320是至少提供解调的上层信号和解调的下层信号的解调器。同样地，应注意，虽然示为单独的单元，但是重复编码器170的功能还可以在附图中的其他单元中实施。例如考虑图3，重复编码功能可以包括在LL编码器110或LL调制器120中。类似的解释适用于其他附图。

由此，上文内容仅说明本发明的原理，因此要理解本领域技术人员将可以设想多种替代方案，虽然本文中没有明确描述，但是这些替代方案可以实现本发明原理并在本发明的精神和范围内。例如，虽然是在单独的功能单元的情况下说明的，但是这些功能单元可以在一个或多个集成电路(IC)上实现。类似地，虽然示为单独的单元，任何或所有单元可以在受存储程序控制的处理器中实施，例如执行例如对应于图26所示的一个或多个步骤的相关联软件的数字信号处理器(DSP)或微处理器。再者，虽然示为单独的单元，其中的单元还可以以任何组合方式分布于不同的装置。例如，接收器30可以是TV 35的一部分。因此，要理解，在不背离所附权利要求限定的本发明精神和范围的前提下，可以对这些说明性实施例进行多种修改并且可以设想其他方案。

Claims (29)

1.一种接收器，包括：

解调器，用于对接收的多层次信号解调，以得到K个解调的信号，其中K>1；以及

重复解码器，用于从所述K个解调的信号的至少其中之一中去除复制的数据；

其中所述接收的多层次信号是分层调制的信号，至少包括上层和下层；以及

所述重复解码器提供重复解码的信号，以及所述接收器还包括解码器，用于对所述重复解码的信号解码。

2.如权利要求1所述的接收器，其特征在于，所述重复解码器对所述下层操作。

3.如权利要求1所述的接收器，其特征在于，所述重复解码的信号表示所述至少一个解调的信号的每J个接收的信号点的平均对数似然比(LLR)，其中J>1。

4.如权利要求1所述的接收器，其特征在于，所述重复解码的信号表示所述至少一个解调的信号的每J个接收的信号点的平均值，其中J>1。

5.如权利要求1所述的接收器，其特征在于，所述重复解码器还包括：

多个平均单元，每个平均单元在各自不同的对齐上对从所述至少一个解调的信号得到的对数似然比(LLR)值取平均，并提供各自的平均信号；

比较器，用于根据与其余平均信号的比较，确定哪个平均信号表示较好的对齐；以及

选择器，用于提供确定为表示所述较好的对齐的平均信号。

6.一种接收器，包括：

解调器，用于对接收的多层次信号解调，以得到K个解调的信号，其中K>1；以及

重复解码器，用于从所述K个解调的信号的至少其中之一中去除复制的数据；

其中所述解调器具有多种操作模式，其中所述模式的至少两种是分级模式和分层模式；以及

所述重复解码器提供重复解码的信号，以及所述接收器还包括解码器，用于对所述重复解码的信号解码。

7.如权利要求6所述的接收器，其特征在于，所述接收的多层次信号是分级调制的信号，至少包括上层和下层。

8.如权利要求7所述的接收器，其特征在于，所述重复解码器对所述下层操作。

9.如权利要求6所述的接收器，其特征在于，所述接收的多层次信号是分层调制的信号，至少包括上层和下层。

10.如权利要求9所述的接收器，其特征在于，所述重复解码器对所述下层操作。

11.如权利要求6所述的接收器，其特征在于，所述重复解码的信号表示所述至少一个解调的信号的每J个接收的信号点的平均对数似然比(LLR)，其中J>1。

12.如权利要求6所述的接收器，其特征在于，所述重复解码的信号表示所述至少一个解调的信号的每J个接收的信号点的平均值，其中J>1。

13.如权利要求6所述的接收器，其特征在于，所述重复解码器还包括：

多个平均单元，每个平均单元在各自不同的对齐上对从所述至少一个解调的信号得到的对数似然比(LLR)值取平均，并提供各自的平均信号；

比较器，用于根据与其余平均信号的比较，确定哪个平均信号表示较好的对齐；以及

选择器，用于提供确定为表示所述较好的对齐的平均信号。

14.一种接收器，包括：

解调器，用于对接收的多层次信号解调，以得到K个解调的信号，其中K>1；以及

重复解码器，用于从所述K个解调的信号的至少其中之一中去除复制的数据；其中所述重复解码器还包括

多个平均单元，每个平均单元在各自不同的对齐上对从所述至少一个解调的信号得到的对数似然比(LLR)值取平均，并提供各自的平均信号；

比较器，用于根据与其余平均信号的比较，确定哪个平均信号表示较好的对齐；以及

选择器，用于提供确定为表示所述较好的对齐的平均信号。

15.一种供接收器中使用的方法，所述方法包括：

对接收的多层次信号解调以得到K个解调的信号，其中K>1；以及

从所述K个解调的信号的至少其中之一中去除复制的数据；以及

其中所述接收的多层次信号是分层调制的信号，至少包括上层和下层；以及

所述去除步骤包括提供重复解码的信号的步骤，以及所述方法还包括对所述重复解码的信号解码的步骤。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述重复解码器对所述下层操作。

17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述重复解码的信号表示所述至少一个解调的信号的每J个接收的信号点的平均对数似然比(LLR)，其中J>1。

18.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述重复解码的信号表示所述至少一个解调的信号的每J个接收的信号点的平均值，其中J>1。

19.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述去除步骤包括：

在多个不同的对齐上对从所述至少一个解调的信号得到的对数似然比(LLR)值取平均，并提供与每个对齐相关联的各自的平均信号；

根据与其余平均信号的比较，确定哪个平均信号表示较好的对齐；以及

提供确定为表示所述较好的对齐的那个平均信号。

20.一种供接收器中使用的方法，所述方法包括：

对接收的多层次信号解调以得到K个解调的信号，其中K>1；以及

从所述K个解调的信号的至少其中之一中去除复制的数据；

其中所述解调步骤包括如下步骤：

选择至少两种解调模式的其中之一；以及

根据所选择的模式执行所述解调；以及

其中所述至少两种解调模式是分级解调模式和分层解调模式。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述接收的多层次信号是分级调制的信号，至少包括上层和下层。

22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述重复解码器对所述下层操作。

23.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述接收的多层次信号是分层调制的信号，至少包括上层和下层。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于，所述重复解码器对所述下层操作。

25.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述去除步骤包括提供重复解码的信号的步骤，以及所述方法还包括对所述重复解码的信号解码的步骤。

26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述重复解码的信号表示所述至少一个解调的信号的每J个接收的信号点的平均对数似然比(LLR)，其中J>1。

27.如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述重复解码的信号表示所述至少一个解调的信号的每J个接收的信号点的平均值，其中J>1。

28.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述去除步骤包括：

在多个不同的对齐上对从所述至少一个解调的信号得到的对数似然比(LLR)值取平均，并提供与每个对齐相关联的各自的平均信号；

根据与其余平均信号的比较，确定哪个平均信号表示较好的对齐；以及

提供确定为表示所述较好的对齐的那个平均信号。

29.一种供接收器中使用的方法，所述方法包括：

对接收的多层次信号解调以得到K个解调的信号，其中K>1；以及

从所述K个解调的信号的至少其中之一中去除复制的数据；以及

其中所述去除步骤包括：

在多个不同的对齐上对从所述至少一个解调的信号得到的对数似然比(LLR)值取平均，并提供与每个对齐相关联的各自的平均信号；

根据与其余平均信号的比较，确定哪个平均信号表示较好的对齐；以及

提供确定为表示所述较好的对齐的那个平均信号。

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